similia similibus curantur
- sentencja łacińska (podobne leczy się podobnym)
Wykazaliśmy, że próba kompensacji rosnącego napięcia na elemencie nieliniowym spadkiem napięcia na drugim takim samym elemencie nieliniowym, choć ma sporo zalet, z matematycznego punktu widzenia nie usuwa nieliniowości, co jest szczególnie widoczne gdy amplituda sygnału jest duża.
A więc musimy to zastosować zasadę homeopatii i rosnące napięcie na elemencie nieliniowym musimy kompensować takim samym rosnącym napięciem, ale o przeciwnym znaku na innym elemencie nieliniowym (ale takiej samej charakterystyce).
Czyli idea połączenia dwóch wtórników n-p-n oraz p-n-p spełnia warunek o identycznej nieliniowości, oraz nawet warunek o przeciwnych znakach napięcia, ale brakuje warunku o identyczności zmiany wartości. Po prostu wraz ze wzrostem napięcia wejściowego prądy baz (a tym samym prądy emiterów i kolektorów) obydwu tranzystorów muszą tak samo rosnąć!
Musimy znaleźć sposób, aby te prądy były rzeczywiście równe. A skoro prądu kolektorów mają być równe, to spróbujmy zastosować… lustro prądowe:
wówczas mamy takie równania:
IcQ4 = ibQ4*k
IcQ4 = IcQ2*(1-2/h)
IeQ3 = IcQ4
IcQ3 = IeQ3 * (1—1/h)
IbQ3 = IcQ3/h
Stąd otrzymujemy:
ibQ3 = IbQ4*(1-1/h) *(1-2/h)
Przykładowo dla h=300 równanie dla prądów baz jest takie:
ibQ3 = 0.99 * IbQ1
Czyli całkiem przyzwoita zgodność i kompensacja. Tym bardziej, że jest to zgodność w całym zakresie sygnałów, od małych do bliskich nasycenia wtórnika.
Porównajmy zniekształcenia dla pojedynczego wtórnika (wyjście o1) i skompensowanego (out) dla amplitudy 1V:
O1 THD: 0.034250%
OUT THD : 0.000966%
Zniekształcenia są 35 razy mniejsze, czyli cel osiągnięty!
p.s. tu też jest łyżeczka dziegciu. Jaka? To już zostawiam dla dociekliwych.
A w następnym odcinku zajmiemy się kompensacją wzmacniacza w układzie wspólnej bazy.
Witam.
Nie wiem, czy to miales na mysli ...
Powyzsze zaleznosci wygladaja calkiem cacy, przynajmniej, jak dlugo ktos zlosliwy nie podlaczy na wyjsciu obciazenia, powiedzmy 1kOhm.
Okaze sie bowiem wtedy, ze przy wysterowaniu wejscia sygnalem o amplitudzie np. 4V, prady Ie1 oraz Ie3 znaczaco sie 'rozjada'.
I tak, dla +4V bedziemy mieli (z grubsza) Ie1 = Ic4 = 8.3mA oraz Ie3 = 4.3mA.
Stad Uerr = Ut*ln(Ie1/Ie3) = 17mV (Ut=kT/q ~=26mV w temp. pokojowej), co oznacza ok. (17mV/4V)*100 = 0.43% kompresji.
Dla -4V: Ie1 = Ic4 = 0.4mA oraz Ie3 = 4.4mA.
Stad Uerr = Ut*ln(Ie1/Ie3) = -62mV, co oznacza ok. (-62mV/-4V)*100 = 1.55% kompresji.
Problem stwarza R1. Nalezaloby zatem zastapic go zrodlem pradowym o wydajnosci Is znacznie wyzszej niz
Iout_max = Uout_max/RL, czyli w tym przykladzie (przy zasilaniu +/- 5V i RL = 1k), o wartosci powyzej ok. 4.3mA, np. 6...8mA. Im wyzsza bedzie ta wartosc, tym mniejsze bedzie Uerr (i znieksztalcenia). Wymog ten bedzie naturalnie zrelaksowany dla przewidywanych wyzszych wartosci RL oraz nizszych amplitud sygnalu.
Jednakze (nie baczac na kwestie minimalizacji znieksztalcen), dla danej wartosci RL wydajnosc tego zrodla bedzie definiowala maksymalny poziom pozytywnych (nie obcietych) pikow sygnalu na wyjsciu.
Wybierajac wartosc Is mozemy w pewnym sensie 'programowac' poziom znieksztalcen w konkretnym zastosowaniu, ... kosztem zuzycia pradu.
Te zrodlo pradowe podniesie ponadto drastycznie impedancje wejsciowa, ktora bedzie lezala w zakresie MOhm. Aby ja zachowac, ze wzgledu na znaczny prad polaryzacji bazy Q1 (Ib ~= Is/h21_Q1 - rzedu dziesiatek uA), nalezaloby na wejsciu uzyc techniki bootstraping, znanej z klasyki 'wtornika emiterowego'.
Pozdro.
PS: Sorki, nie mam polskiej trzcionki.
Probowalem zaladowac obrazek, ale jakos nie poszlo.
