Podejcie do lepszej hybrydy lampy i klas D. Nowsza wersja układu TPA3116 czyli TPA3126. Próba dodania post-filter feedback. Tor lampowy to stopień oporowy plus inwerter z dzielonym obciążeniem. Za nim dwa wtórniki na opampach i stopień mocy. Układ TPA widzi na wejściach jednakowe impedancje czyli dla perfekcjonistów jest OK Zaś ew. asymetria sygnałów + i - na ten fakt nie rzutuje. Ta asymetria to mniejsze wytłumianie drugiej harmonicznej, która nie jest odbierana jako zniekształcenie. Odrzucając ew oskarżenia o "audofilizm" to nie zmiena to faktu, że nasze ucho jest głuche na parę tonów różniących się o oktawę (alikwot), np. jak podany na jeden kanał 1kHz a na drugi 2kHz i będiemy losowo zamieniać je ze sobą to nie rozróżnimy z których kierunków przychodzą niższy i wyższy ton. Tak, nie tylko wzrokowe są złudzenia ale i słuchowe o one są nie mniej znaczne / spektakularne ale tylko mniej publikowane w mediach czyli mniej znane. Jak poznamy tylko niektóre z nich to okazują się szokiem. Słuch nas mocno oszukuje a mózg dopowiada zawsze to co chcemy usłyszeć.
Jest na innym forum interentowym dyskusja o post-filter feedback dla TPA3118 (i TPA3116). Niestety autor tam wg mnie "odleciał" w wyścig liczbowy. Ba nawet idzie w extra w niskie szumy (no poziomy i rezystancje to OK dla szropasmowych układów >10MHz) bo to "zmniejsza cyferki" w THD+N. Trzyma się też kluczowania 400kHz bo o jakąś tam znikomą różnicę wychodzą mu niższe wartości nie zważając na fakt, że podnoszenie taktowania stopni mocy redukuje THD w górze pasma. To widać w kartach katalogowych na wykresach THD+N jako funkcji częstoliwosći dla różnych mocy dla układów TPA3244 i 3250 taktowanych domyślnie 450kHz oraz dla TPA3245 i 3251 taktowanych domyśłnie 600kHz. Ponadto autor tych publikacji bezkrytycznie zawęża pasmo przenoszenia wzmacniacza. Podówjnie symteryzowany inwerter to niestety zabije drugą harmoniczną eksponując te nieparzyste. Nie tlyo ceferki w THD są ważne ale widmo harmonicznych.
Ponadto będą lamy, wniosą one zniszktacłęńm szumów i to sporawych a w tym śrutowych, dodadzą zniekształćen intermodualcyjny a jeszcze jest mikrofonowania. Jaki sens walczyć o zmianę z 0.015% na 0,008% THD porzucając całą resztę? Idelana symteria? No na pewno są idealnie jednakowe te rezytory w tak tanim układzie scalonym mającym jeszcze "solidne" tranzystory MOSFET mocy.
Wracając do taktowania Ja wybrałem takt 1200kHz. Wysoki bo lepiej odwzoruje wyoskie tony to raz, a dwa częstotliwość graniczna filtru LC może być wyższa. Aby zachować tłumienie nośnej na wyjścii by wzmaincacz nie był "siewcą" fal radiowych w zakresie fal średnich czy krótkich (a to już może nam dać przykrą wizytę panów z UKE - krótkofalowy zgłaszają do UKE wszelkie nawet słabe emisje w pasmach AM - operatorzy komórkowi, operatorzy kablówek, niektórzy posiadacze fotowoltaiki już są "wytresowani"). Wyższa częsotliwość graniczna filru LC dająca nadal dobre tłumienie nośnej pozwoli też na użycie niższych wartości Q wynikających z proporcji wartości L do C. Niższe Q to mniejsze dzwonienie, mniejszy pik podbicia ch-ki częstotliwościowej. Większy odstęp od pasma akustycznego oznacza mniejszy destrukcyjny wpływ filtru LC na górną częstotliwość graniczną oraz przesunięcia fazowe. Dodatkowy zysk to niższe wartości pojemności, zarówno 100n i 220n w dwójniku Zobla dla 50V są dostęne z dielektrykiem C0G. Owszem są foliowe ale w nich są wyższe straty niż ceramicznych. Czyli uzyć trzeba dużych rozmiarowo kondensatorów a co przedkłada się niestety na większe i skuteczniejsze anteny siejące zakłóceniami wokół. Pozostawiam przed fltrami LC snubbery RC. Raz że tną szpilki przepięciowe a dwa też redukują emisję zakłoceń w przestrzeń. Jeszcze jedna uwaga pik (dzwonienie) będący skutkiem dodania filru LC jest tym większy im większa jest rezystancja obciażenia. Dla mnie piorytetem jest 8 omów. Ale dopuszczam 4 omy (przy zmniejszeniu napięcia zasilania układu TPA z 24V do 21V). Dla 8 omów wybrałem nieco powyżej krytycznej wartość Q filtru LC a dla 4 omów wpypada ona ponizej wartości krytycznej.
Jak zamkniemy stopień mocy i ten filtr LC dodatkową pętlą USZ nazywaną post-fiter feeedback to owszem redukujemy zniekształcenia wnoszone przez rdzeń cewki tego filtru ale mocno psujemy ch-kę częstotliwosciowo - fazową wzmacniacza. Im niższa czestotliwość graniczna filtru tym gorzej. Nawet bez tej pętli post-filter to filtr LC dzwoni. Tym bardziej im wyższa rezystancja obciążenia. Dla braku obciążenia to jest niestety bardzo źle. Trzeba dodać na wyjściu dodatkowy rezystor. Jego wartośc to kompromis - mniejsze dzwonienie bez obiążenia kontra mniejsze straty mocy w tym rezystorze wybrałem 2.2 kilooma. Owszem jest dwójnik Zobla ale ten dodatkowy rezystor daje extra swobodę w dobieraniu wartości elementów biernych bo ten dwójnik Zolba definiuje też częstotliwość graniczną tego filtru LC. Ponadto przypomnę, że docelowo będą też lampy, będie zasilanie z sieci więc nie insteresuje mnie kilka minut dłużej grania na baterii. To samo dla argumentacji że mniejsza jest sprawność wzmacniacza dla taktowania 1200kHz w porównaniu z 400kHz.
Przyjąłem uproszczony model układu TPA. Wystarczy dla analizy pasma przneoszenia. Jednak te układy mają wewnątrz globalne pętle USZ dla każdej strony toru symetrycznego (przy konfigugarcji stereo). Wartośc rezystorów tych pętli spore. Ponadto samo przetwarzanie analogowego sygnału na ciag impulsów ogranicza pasmo przenoszenia. Wspomniana publikacja internetowa sugeruje, że niby dobrym przybliżeniem jest wartość około 10pF dodanych kondensatorów jako parametrów {Cbw} w uproszczony sposób symulujących pasmo przenoszenia mocy układu TPA . Wartość {Cbw} jest w oich symulacjach zmiennym parametrem. Kolejnym jego wartościom 0.4pF, 4pF, 8pF, 12pF i 16pF odpowiadają kolory linii zielony, granatowy, czerowny, cyjanowy i fioletowy.
Stopień wstępny musi "obniżać górę pasma". Przy okazji to zaokrągla prostokąty ale one wyjątkowo paskudnie brzmią dla ucha więc nie spotkamy ich w sygnale audio.
Dla przebiegów prostokątnych symulacji przyjłąłem czasy nastsrania i opadania zboczy równe 100ns.Czuść całośi wyszłą mi około 360Vp czyli 255Vrms, czyli jest zapasik dla pozoimu komercyjnego (tu uprzedzę że ucinam jałowe "argumenty" że 2V obowiazuje, nie nie obowiazju i mam jedno źródło sygnału audio o poziom komercyjnym - koniec, kropka) . Czas kończyć wypracowanie tekostowe i dawać rysunki, które więcej mówią i zwięźlej.
Dodam, że takie zabiegi dla TPA3245, 3251 nie są tak "ładne" bo tam amy tlyko maks 600kHz kluczowania. Jest trudniej zoptymalizować i trzeba więcej kompromisów.
A jeszcze te diody enera to zabezpiezpieczanie wejść opampów przed ujemnymi przepięciami po wyłączeniu zasilania oraz dodatnimi dwukronie, raz po załączeniu zaislania a dwa gdy pojawia się emisja katod i szybko rośnie prąd płynący przez lampe. Odrzucę bezpodstawne wytykanie że to błąd, ze tak się nie robi. Pomiary w protypie tego nie potwierdzają negatywnego wpływu zenerek a bez problemu dostaniemy takie o badzo małym prądzie zaporowym. Dwie diody impulaowe jedna do masy druga do zasilania opampu to gorsze rozwiązanie, energię przepięć pchamy wtedy na końcówki zasilania opampa i stabilizator tych 12V. Coś musi ją pochłonąć, stabilizator dostanie po tyłku strzałem w swoje wyjście a opamp otrzyma przepięcie na swoim zasilaniu.
Schemat układu:
Pasmo przenoszenia dla 8 omów plus "powiększenie":
Pasmo prznoszenia dla 4 omów - też dodatkowym powiększeniem:
Pasmo przenoszenia dla 2200 omów:
Oszacowanie THD:
Prostokąt 10kHz dla 8 omów:
Prostokąt 10kHz dla 2200 omów:
Prostokąt 1kHz dla 8 omów:
Prostokąt 1kHz dla 2200 omów:
I tak informacyjnie tylko dla 8 omów sinus 1kHz i 10kHz:
OK zawsze da się lepiej czy też inaczej.
Jedna uwaga - krta katalogowa dla TP3126 ma niespójność w specyfkowaniu wartości Zin, raz podając 60k a gdzie indziej podając 50k dla wzmocnienia 20dB. Wybrałem 50k bo to goszy przypadek dla doboru elementów dla dolnej częstoliwości pasma przenoszenia.
Jest na innym forum interentowym dyskusja o post-filter feedback dla TPA3118 (i TPA3116). Niestety autor tam wg mnie "odleciał" w wyścig liczbowy. Ba nawet idzie w extra w niskie szumy (no poziomy i rezystancje to OK dla szropasmowych układów >10MHz) bo to "zmniejsza cyferki" w THD+N. Trzyma się też kluczowania 400kHz bo o jakąś tam znikomą różnicę wychodzą mu niższe wartości nie zważając na fakt, że podnoszenie taktowania stopni mocy redukuje THD w górze pasma. To widać w kartach katalogowych na wykresach THD+N jako funkcji częstoliwosći dla różnych mocy dla układów TPA3244 i 3250 taktowanych domyślnie 450kHz oraz dla TPA3245 i 3251 taktowanych domyśłnie 600kHz. Ponadto autor tych publikacji bezkrytycznie zawęża pasmo przenoszenia wzmacniacza. Podówjnie symteryzowany inwerter to niestety zabije drugą harmoniczną eksponując te nieparzyste. Nie tlyo ceferki w THD są ważne ale widmo harmonicznych.
Ponadto będą lamy, wniosą one zniszktacłęńm szumów i to sporawych a w tym śrutowych, dodadzą zniekształćen intermodualcyjny a jeszcze jest mikrofonowania. Jaki sens walczyć o zmianę z 0.015% na 0,008% THD porzucając całą resztę? Idelana symteria? No na pewno są idealnie jednakowe te rezytory w tak tanim układzie scalonym mającym jeszcze "solidne" tranzystory MOSFET mocy.
Wracając do taktowania Ja wybrałem takt 1200kHz. Wysoki bo lepiej odwzoruje wyoskie tony to raz, a dwa częstotliwość graniczna filtru LC może być wyższa. Aby zachować tłumienie nośnej na wyjścii by wzmaincacz nie był "siewcą" fal radiowych w zakresie fal średnich czy krótkich (a to już może nam dać przykrą wizytę panów z UKE - krótkofalowy zgłaszają do UKE wszelkie nawet słabe emisje w pasmach AM - operatorzy komórkowi, operatorzy kablówek, niektórzy posiadacze fotowoltaiki już są "wytresowani"). Wyższa częsotliwość graniczna filru LC dająca nadal dobre tłumienie nośnej pozwoli też na użycie niższych wartości Q wynikających z proporcji wartości L do C. Niższe Q to mniejsze dzwonienie, mniejszy pik podbicia ch-ki częstotliwościowej. Większy odstęp od pasma akustycznego oznacza mniejszy destrukcyjny wpływ filtru LC na górną częstotliwość graniczną oraz przesunięcia fazowe. Dodatkowy zysk to niższe wartości pojemności, zarówno 100n i 220n w dwójniku Zobla dla 50V są dostęne z dielektrykiem C0G. Owszem są foliowe ale w nich są wyższe straty niż ceramicznych. Czyli uzyć trzeba dużych rozmiarowo kondensatorów a co przedkłada się niestety na większe i skuteczniejsze anteny siejące zakłóceniami wokół. Pozostawiam przed fltrami LC snubbery RC. Raz że tną szpilki przepięciowe a dwa też redukują emisję zakłoceń w przestrzeń. Jeszcze jedna uwaga pik (dzwonienie) będący skutkiem dodania filru LC jest tym większy im większa jest rezystancja obciażenia. Dla mnie piorytetem jest 8 omów. Ale dopuszczam 4 omy (przy zmniejszeniu napięcia zasilania układu TPA z 24V do 21V). Dla 8 omów wybrałem nieco powyżej krytycznej wartość Q filtru LC a dla 4 omów wpypada ona ponizej wartości krytycznej.
Jak zamkniemy stopień mocy i ten filtr LC dodatkową pętlą USZ nazywaną post-fiter feeedback to owszem redukujemy zniekształcenia wnoszone przez rdzeń cewki tego filtru ale mocno psujemy ch-kę częstotliwosciowo - fazową wzmacniacza. Im niższa czestotliwość graniczna filtru tym gorzej. Nawet bez tej pętli post-filter to filtr LC dzwoni. Tym bardziej im wyższa rezystancja obciążenia. Dla braku obciążenia to jest niestety bardzo źle. Trzeba dodać na wyjściu dodatkowy rezystor. Jego wartośc to kompromis - mniejsze dzwonienie bez obiążenia kontra mniejsze straty mocy w tym rezystorze wybrałem 2.2 kilooma. Owszem jest dwójnik Zobla ale ten dodatkowy rezystor daje extra swobodę w dobieraniu wartości elementów biernych bo ten dwójnik Zolba definiuje też częstotliwość graniczną tego filtru LC. Ponadto przypomnę, że docelowo będą też lampy, będie zasilanie z sieci więc nie insteresuje mnie kilka minut dłużej grania na baterii. To samo dla argumentacji że mniejsza jest sprawność wzmacniacza dla taktowania 1200kHz w porównaniu z 400kHz.
Przyjąłem uproszczony model układu TPA. Wystarczy dla analizy pasma przneoszenia. Jednak te układy mają wewnątrz globalne pętle USZ dla każdej strony toru symetrycznego (przy konfigugarcji stereo). Wartośc rezystorów tych pętli spore. Ponadto samo przetwarzanie analogowego sygnału na ciag impulsów ogranicza pasmo przenoszenia. Wspomniana publikacja internetowa sugeruje, że niby dobrym przybliżeniem jest wartość około 10pF dodanych kondensatorów jako parametrów {Cbw} w uproszczony sposób symulujących pasmo przenoszenia mocy układu TPA . Wartość {Cbw} jest w oich symulacjach zmiennym parametrem. Kolejnym jego wartościom 0.4pF, 4pF, 8pF, 12pF i 16pF odpowiadają kolory linii zielony, granatowy, czerowny, cyjanowy i fioletowy.
Stopień wstępny musi "obniżać górę pasma". Przy okazji to zaokrągla prostokąty ale one wyjątkowo paskudnie brzmią dla ucha więc nie spotkamy ich w sygnale audio.
Dla przebiegów prostokątnych symulacji przyjłąłem czasy nastsrania i opadania zboczy równe 100ns.Czuść całośi wyszłą mi około 360Vp czyli 255Vrms, czyli jest zapasik dla pozoimu komercyjnego (tu uprzedzę że ucinam jałowe "argumenty" że 2V obowiazuje, nie nie obowiazju i mam jedno źródło sygnału audio o poziom komercyjnym - koniec, kropka) . Czas kończyć wypracowanie tekostowe i dawać rysunki, które więcej mówią i zwięźlej.
Dodam, że takie zabiegi dla TPA3245, 3251 nie są tak "ładne" bo tam amy tlyko maks 600kHz kluczowania. Jest trudniej zoptymalizować i trzeba więcej kompromisów.
A jeszcze te diody enera to zabezpiezpieczanie wejść opampów przed ujemnymi przepięciami po wyłączeniu zasilania oraz dodatnimi dwukronie, raz po załączeniu zaislania a dwa gdy pojawia się emisja katod i szybko rośnie prąd płynący przez lampe. Odrzucę bezpodstawne wytykanie że to błąd, ze tak się nie robi. Pomiary w protypie tego nie potwierdzają negatywnego wpływu zenerek a bez problemu dostaniemy takie o badzo małym prądzie zaporowym. Dwie diody impulaowe jedna do masy druga do zasilania opampu to gorsze rozwiązanie, energię przepięć pchamy wtedy na końcówki zasilania opampa i stabilizator tych 12V. Coś musi ją pochłonąć, stabilizator dostanie po tyłku strzałem w swoje wyjście a opamp otrzyma przepięcie na swoim zasilaniu.
Schemat układu:
Pasmo przenoszenia dla 8 omów plus "powiększenie":
Pasmo prznoszenia dla 4 omów - też dodatkowym powiększeniem:
Pasmo przenoszenia dla 2200 omów:
Oszacowanie THD:
Prostokąt 10kHz dla 8 omów:
Prostokąt 10kHz dla 2200 omów:
Prostokąt 1kHz dla 8 omów:
Prostokąt 1kHz dla 2200 omów:
I tak informacyjnie tylko dla 8 omów sinus 1kHz i 10kHz:
OK zawsze da się lepiej czy też inaczej.
Jedna uwaga - krta katalogowa dla TP3126 ma niespójność w specyfkowaniu wartości Zin, raz podając 60k a gdzie indziej podając 50k dla wzmocnienia 20dB. Wybrałem 50k bo to goszy przypadek dla doboru elementów dla dolnej częstoliwości pasma przenoszenia.
Ostatnia edycja: