Witam serdecznie.
Przedstawiam Wam mój projekt wzmacniacza / boostera słuchawkowego o konstrukcji hybrydowej czyli wzmocnienie napięciowe zrealizowane w technice mapowej plus bufor prądowy na wyjściu w technice scalonej. Całość przewidziana jako sprzęt przenośny, zasilany w powerbanku i stanowiaćy uzupełnienie dla przenośnego odtwarzacza. Układ finalny zapewnia niewielkie wzmocnienie napięciowe zaś jego rozwiazania układowe są wynikiem docelowego przeznaczenia.
Najpierw ogolne założenia projektowe. Jako że to jest element dodatkowy dla przneosnego odtwarzacza zrezygnowałem z potencjometru regulacji głośności. Jest on w tej koncepcji zbędny. Dodatkowy argument za pozbyciem sęe potencjometru to fak że to w sumie przestarzały podzespół, jakość dostępnych nie jest jak dla mnie zadowalająca. Druga cecha to zasilanie. Wybrałęm powerbank. Dlaczego no bo jest to "gotowe" źródło zasilania. Dostęność akumulatorów Li-Ion o wzgłędnie dużej pojemności jest dość utrudniona a w praktyce źródłem ich pozyskania są wurzucone na śmietnik powerbanki. Nie ma więc sensu rozbierać starego powerbanku, projektować i konstruować elektronikę wspomagająca pracę akumulatora jak mamy na półce w sklepie gotowe urządzenie. Oczywicie to oznacza, że mamy trzecie "pudełko" i "przenośność" należy nieco inaczej rozumieć. To nie do kieszeni zestaw bo nawet jakikolwiek inny fabryczny wzmacniacz słuchawkowy jest tylko utrudnieniem ale zdecydowanie zestaw do "rozłożenia się" z nim gdzieś w "plenerze".
Czas przejsc do opisu koncepcji. Po pierwsze wybór lampy. Lampy bateryjne odrzuciłem chociażby z racji wysokiej czułości na mikrofonowanie. Owszem są radzieckie lampy prętowe ale nadal jednak czułe na ten efekt. Drugi argument przeciw to niska żywotność katod lamp bateryjnych. Jedyna ich zaleta to niska moc żarzenia lampy ale też i małe natężenia prądu anodowego. Wybrałem jednak radziecką, nuwistorową triodę 6S63N. Buforami wyjściowymi są układy LME49600 czyli wersja audio znanych ukladów BUF634A. Dla szybkiego zamknięcia całości to czas opisać koncepcję zasilania. Zródło napiecia zasilania to powerbank, czyli o napięciu poniżej 5V (powodem jest jakość kabli USB). Kłopotliwym jest wybór przetwornic dających ujemne napiecie zasilania. Oznacza to, że przy napieciach wejściowych od 2.7 V do 5.5 V mamy tylko wybór układów boost (step-up). Bufory będą wieć zasilane pojedynczym napięciem co oznacza obecność kondensatorów na ich wyjściu. To nie jest jakąś wielką wadą demonizowaną niestety przez niektóre kręgi bliższe audfiofilskim. Bufory będą zasilane napięciem tym samym co zasilanie szeregowo połączonych grzejników dwóch lamp czyli 12.6 V. Pozostaje jeszcze napięcie anodowe. Wybrałem napięcie 35 V, które uzyskuje prostym trickiem wykorzystując fakt że napięcie na kluczu przetwornicy to w sumie prąd przemienny o napięciu szczytowym około 6V. Dwa podwajacze napiecie dadzą mi 24 V a to napiecie dodane do 12.6 V zapewni mi 34 V - 35 V.
Jako pierwsze omówienie szczegołowe to sama lampa 6S63N i wybór jej punktu pracy. Niestety dostępne charakterystyki są "mało dokładne". Posiadam curve tracet uTracer 6.1 co pozwoliło mi pozyskać charakterystyki tej lampy. Poniżej pozyskana charakterystyka wraz z wybranym pubktem pracy oraz prostą obciążenia stopnia rezystorem anodowym.
Dopasowany model SPICE dla tej lampy i powyższego przypadku poniżej:
[CODE]
*** 6S63N_LV ******************************************
* Created on 05/03/2022 14:05 using paint_kit.jar 3.1
* www.dmitrynizh.com/tubeparams_image.htm
* Plate Curves image file: 6s63n1a2.bmp
* Generated with uTracer 6.1 by T.Proszynski
* Data source link:
*----------------------------------------------------------------------------------
.SUBCKT 6S63N_LV 1 2 3 ; Plate Grid Cathode
+ PARAMS: CCG=3.5P CGP=2.4P CCP=1.3P RGI=2000
+ MU=21.06 KG1=145.01 KP=43.56 KVB=276.6 VCT=0.1119 EX=1.316
* Vp_MAX=50 Ip_MAX=25 Vg_step=0.5 Vg_start=0 Vg_count=9
* Rp=4000 Vg_ac=55 P_max=40 Vg_qui=-48 Vp_qui=300
* X_MIN=130 Y_MIN=91 X_SIZE=647 Y_SIZE=452 FSZ_X=1938 FSZ_Y=1038 XYGrid=false
* showLoadLine=n showIp=y isDHT=n isPP=n isAsymPP=n showDissipLimit=y
* showIg1=n gridLevel2=n isInputSnapped=n
* XYProjections=n harmonicPlot=n dissipPlot=n
*----------------------------------------------------------------------------------
E1 7 0 VALUE={V(1,3)/KP*LOG(1+EXP(KP*(1/MU+(VCT+V(2,3))/SQRT(KVB+V(1,3)*V(1,3)))))}
RE1 7 0 1G ; TO AVOID FLOATING NODES
G1 1 3 VALUE={(PWR(V(7),EX)+PWRS(V(7),EX))/KG1}
RCP 1 3 1G ; TO AVOID FLOATING NODES
C1 2 3 {CCG} ; CATHODE-GRID
C2 2 1 {CGP} ; GRID=PLATE
C3 1 3 {CCP} ; CATHODE-PLATE
D3 5 3 DX ; POSITIVE GRID CURRENT
R1 2 5 {RGI} ; POSITIVE GRID CURRENT
.MODEL DX D(IS=1N RS=1 CJO=10PF TT=1N)
.ENDS
*$
[/CODE]
Model SPICE to ułatwienie dla etapu projetowania układu. Wszelkie obliczenia zrobił program LTSpice.
Tu jestem winien wyjasnienia. Najpierw założyłem brak wzmocnienia napięciowego całości. Napiecie na anodzie dobrałem tak aby wynosiło około 18 V. Jedna trzecia tego napięcia da około 6 V dla spolaryzowania wejścia bufora wyjściowego co jest koenicznym dla jego pracy z zasilaniem pojedynczym napięciem rózwym około 12 V. Wzmocnienie stopnia lampowego jest redukowane przez dzielnik rezystorowy na wyjściu stopnia lampowego tak aby dla całości uzyskać brak wzmocnienia oraz tłumienia napięciowego. Takie rozwiązanie wymaga zastosowania pętli DC servo bo raz, że rozrzut parametrów lampa a dwa to zmiana parametrów podczas eksploatacji lamp. Tenże blok wymaga napięcia ujemnego więc powracam do przetwornicy i dodaję dodatkowy podwajacz napięcia ale oferujący napięcie ujemne. Dla wzmanciacza operacyjengo zastosowanego do roli DC sevo nie jest koniecznym ani stabilizacja napięć jego zaislania ani ich dokłądana symetria.
Następnym elementem toru audio jest bufor prądowy. Nie wnosi on wzmocnienia napięciowego a jedynie zapewnia wzmocnienie prądowe. Wybrany układ LME49600 cechuje się wydajnością prądową 250 mA, pasmem przenoszenia rzędu 180MHz oraz szybkością naięcia wyjściowego rzędu 2000V/s. I znowu kilka słów o dogmatach. Tak wiem, że będą głosy dlaczego nie na przykład "kultowy" TPA6120A2. Odpowiedź prosta, wzmacniacze current feedback są niestabilne jak zarówno na pojemnościowe składowe impedancji obciażenia oraz na pojemności w pętli USZ. Niestety ale pojmnościowej składowej impednacji słuchawek nie unikniemy (typowe kabelki słuchawek) to koniecznym jest wstawienie w szereg z obciążeniem rezystora o stosunkowo dużej rezystancji. Sprawa się dodatkowo komplikuje przy pojedynczym napięciu zasilania. Razem te wady czynią układy TPA6120A2 zarówno nieprzydatnymi jak i majacymi więcej wad niż zalet (dla mnie żadnych zaltet). Pozostaje mi tylko przedstawić topologię wybranego na bufor wyjściowy układu :LME49600 (więcej informacji o nim zawiera karta katalogowa na stornie producenta - Texas Instruments):
Czas najwyzszy przedstawić schemat ideowy prototypu:
Układ z tranzystorem T1 to prosty, wręcz toporny ukłąd opóźnionego załączania a jego elemntem wykonawczym jest przekaźnik sygnałowy ze złotymi stykami. Prototyp wykorzytywał przetwornicę pracującą z taktowaniem około 1.6 MHz. Miałem z nią problem gdyż zalecana kompensacja częstotliwościowa pętli regulacji napięci zawiodła. Ta kompnesacja jest koeniczną z racji wprzyjetej koncepcji CCM pracy tej przetwornicy. Ta niestabilność w sumie będą przkeompensowaniem od samego początku to efetk założonego niewielkiego napięcia tętnień zapewnionego niską wartoścą EST wyjściowego kondensatora. Ostatecznie przetwornica poprawnie pracował przy braku kondensatora C32 ( nawet kilka pF powodowało niepoprawną pracę przetwornicy). Całość zmontowalem na płytce drukowanej o wymiarach 95.5 mm * 73 mm.
Troche informacji o użyych elementach. Kondensatory Cq5 i C16 to kondensatory tantalowe polimerowe. Pozostałe elektrolityczne za wyjątkiem C27 to kondsatory polimerowe lub hybrydowe. Kondensatory C1, C2, C13, C14, C21, C22 C23 i C24 go kondensatory poliestrowe metalizowane MKS2. Kondensatory C3, C4, C7, C8, C10, C11, C17 i C18 to kondesatory ceramiczne MLCC C0G. Pozostałe to ceramiczne MLCC X7R lub X5R. Rezystory w torze audio R1 do R28 to metalizowane MELF, pozostałe to zwykłe grubowarstwowe za wyjątkiem rezystorów R32 i R33 które są cienkowarstwowe.
Diody zenera D1 i D2 zabezpieczają wejscia układów LME49600 przed przepięciem jaki powstaje po załączeniu zaislania oraz gdy katody lamp uzyskują emisję. To wydaje sie kontrowersyjen ale to diody o niewielkim prądzie wstecznym 50 nA. Nie mają one destrukcyjnego wpływu na przenoszony sygnał audio.
Płytka drukowana wykonana przez firmę Eurocircuits, materiał FR4, grubość miedzi 35 m.
Widok zmontowanego prototypu poniżej:
Pierwsze odczucia to jednak decyzja o tym by jednka dodać niewielkie zmocnienie napięciowe. Zrobiłem to "brutlanie" w tym prototypue dodająć równolegle ro rezystorów R13 i R14 kondensatory poliestrowe o pojemnosći 1.5 F. Drugie spostrzeżenie to fakt, że jednak gniazdo USB-C nawet wersji "power only" nie jest dobrym wyborem. To gniazdo jest zawodne. Rezygnacja z założnego braku dodatkowego wzmocnie napieciowego oznacza że można zrezygnować z pętli DC servo co jednoczęsnie oznacza brak uzyskiwania napiecie ujemego dla wzmanciza operacyjnego pracujaźego w tej pętli regulacji stałoprądowej. Co skłoniło do dodania wzmocnienia napięciowgo? No chociażby to że żrodło sygnału będzie pracować z niższym poziomem wysterowania czyli z niższymi znieształceniami Modyfikację prototypu wykonałem zanim przystąpiłem do szczegółowch pomiarów:
Poamiary zmodyfikowanego prototypu. Zestaw pomiarowy oparty na inferfejsie dżwiekowym Focurite Scarlett 2i2 2gen. Pomocniczym urządzneim był oscyloskop cyfrowy Rigol DS1074. O ile nie podano inaczej to punktem odniesienia poziomu sgnału podczas pomiarów było 2 Vp-p (1 V napiecia szczytowego) na wejściu układu.
Najpierw pomiar wzmocnienia napięciowego dla obciążenia impedancją 60 Ω, taką jak moje słuchaki Koss Porta Pro:
Pamo przenoszenia. Podczas projetowanie założyłem pasmo 20 Hz - 22kHz dla spadku 0.5 dB. Jednak poniższy wynik jest obarczony błędem dla dołu pasma bowiem impedancja wrjsciow tego wzmacniaczy wynosi zalednie 220 Ω. Widoczny spadek wykazany na poniższym wyniki to niestety sktutek zastosowanych pojemności kondesatorów wyjściowych w interfejsie audio co potwierdza pomiar referencyjny interfejsu audio . Uzyskany wynik jedynie weryfikuje górną częstotliwośc graniczną.
Pomiar referencyjny interfejsu obciążanonego impedancją 220
Przesłuchy, częstotliwość 1kHz, 100Hz i 10kHz, kanał lewy:
Przesłuchy, częstotliwość 1kHz, 100Hz i 10kHz, kanał lprawy:
Dla pomiarów przesłuchów pozwolę sobie zreygnować z podania pomiarów referencyjnych samwefgo interfejsu audio.
Pmiar THD+N
Pomiar THD+N z filtrem ważonym A:
Pomiary referencyjne interfejsu audio THD+N bez filtru oraz z filtrem ważonym A:
Istotna uwaga. Poziom szumów zależał znacznie od nastawy czułości wejść intefejsu audio. Rzeczywista wartość SNR i SINAD wzmacniacz będzie lepszą od uzyskanej tym pomiarem.
Teraz czas na zbiorcze przedtawienie poziomu THD+N z robiciem na poszczeogłne harmoczne dla róznych poziomów wystrowania:
Z powyższego zestawinie wyników wynika iż dominuje druga hramoniczna, która nie jest subektywnie odbierana przez nasz zmysł słuchu jako zniekształcenie nawet dla poziomu rzędu 10 %. Trzecia i wyższe harmoniczne są na niwielkim poziomie. Można śmiało stwierdzić że ten wzmacniacz dodaje nam jedynie lampowego sznytu do brzmienia. Poziom wystreowania przyjety jako 0 dB to bardzo głośno, znacznie powyżej komfortu nawet dla sympatyków głośnego grania.
Dodam jeszcze wykresy rozkładu harmonicznych ale nie są one wykonane dla przyjętego poziomu 0 dB. To tylko ilustracja bowiem rysunek więcej mówi niż tekst czy tabelki
Kończąc temat THD podam jeszcze jak zniekształcenia z rozbiciem na kilka początkowych harmonicznych zależą od częstotliwości, najpierw kanał lewy a potem prawy (te "rekinie ząbki" no cóż, STEPS ma taką przypadłość pewnie "celowo wprowadzoną" w wersji demo - "skądś" się to bierze). Kanał lewy i kanał prawy poniżej:
Również zrezygnowałem z pomiarów referencyjnych.
Kolejna porcja pomiaró to zniekształćenia intermodulacyjne okreśone trzema metodami, kolejno SMPTE, DIN i CCIF:
Pomiary teferencyjne:
Jeszcze z pomiarów podam sam poziom szumów. Na marginesie, to jest kłopot bo Multi-Instrumets podawał mi SNR rzędu 95dB zaś SpectraPlus zaledwie 34dB i tyle damo dla SINAD a ta wartość dziwnym trafem jest bliska wartości SINAD podanej przez Multi-Intruments (w sumie to chyba bug w SpectraPlus, że SNR to faktycznie SINAD a ponadto brak info jak to jest dokładnie liczone no i jeszcze jedno - uśrednianie i duża "porcja" próbek dla FFT teoretycznie powinno "poprawiać" wartość SNR):
Nie wykonywałem pomiarów poboru prądu ze źrodła zasilania. Jednak mogę podać, że powerbank 20000 mAh wystarcza ze sporym jeszcze zapasem dla ponad 16 godzin grania.
Dane szacunkowe: pobór mocy na żarzenie lamp to 130mA * 12.6V czyli około 1.65W, pobór mocy przez stopnie lampowe to 2 * 5mA * 36V to 360mW. Układ DC-servo pobierze jakieś 40mW mocy z zasilania. Prąd spoczynkowy buforów to razem 30mA czyli 380mW. Dla poziomu wyjściowego 1Vrms mamy razem około 25mW mocy. No jeszcze cewka przekaźnika pobiera 100mW. Razem mamy około 2.6W poboru mocy. Dla napięcia 4V i sprawności około 80% mamy około 820mA. Powerbank 20000mAh starczy więc na grubo ponad 20 godzin grania według tych szacunków. Realne osiagi to potwierdzają. Jest to dłużej niż czas pracy przenośnych odtwarzaczy dla w pełni naładowanej baterii - np. mojego Hiby R3 Pro Saber - ponad 17 godzin grania dla wyjścia słuchawkowego standardowego 3.5 mm.
I jeszcze ciekawostka. W cimnym pokoju widać delikatne światło od żarzenia lamp jakie przenika przez ich elementy ceramiczne będące nalogiem talerzyka cokołowego.
Wersja finalna będzie dopasowana do aluminiowej obudowy. Inne będzie gniazdo zasilania, dojdzie dodatkowy człon filtrujący LC napięcia andowego. Będzie uzty inny ukłąd w przetwornicy - TLV61048 z wymuszonym taktowaniem 500 kHz.
Przedstawiam Wam mój projekt wzmacniacza / boostera słuchawkowego o konstrukcji hybrydowej czyli wzmocnienie napięciowe zrealizowane w technice mapowej plus bufor prądowy na wyjściu w technice scalonej. Całość przewidziana jako sprzęt przenośny, zasilany w powerbanku i stanowiaćy uzupełnienie dla przenośnego odtwarzacza. Układ finalny zapewnia niewielkie wzmocnienie napięciowe zaś jego rozwiazania układowe są wynikiem docelowego przeznaczenia.
Najpierw ogolne założenia projektowe. Jako że to jest element dodatkowy dla przneosnego odtwarzacza zrezygnowałem z potencjometru regulacji głośności. Jest on w tej koncepcji zbędny. Dodatkowy argument za pozbyciem sęe potencjometru to fak że to w sumie przestarzały podzespół, jakość dostępnych nie jest jak dla mnie zadowalająca. Druga cecha to zasilanie. Wybrałęm powerbank. Dlaczego no bo jest to "gotowe" źródło zasilania. Dostęność akumulatorów Li-Ion o wzgłędnie dużej pojemności jest dość utrudniona a w praktyce źródłem ich pozyskania są wurzucone na śmietnik powerbanki. Nie ma więc sensu rozbierać starego powerbanku, projektować i konstruować elektronikę wspomagająca pracę akumulatora jak mamy na półce w sklepie gotowe urządzenie. Oczywicie to oznacza, że mamy trzecie "pudełko" i "przenośność" należy nieco inaczej rozumieć. To nie do kieszeni zestaw bo nawet jakikolwiek inny fabryczny wzmacniacz słuchawkowy jest tylko utrudnieniem ale zdecydowanie zestaw do "rozłożenia się" z nim gdzieś w "plenerze".
Czas przejsc do opisu koncepcji. Po pierwsze wybór lampy. Lampy bateryjne odrzuciłem chociażby z racji wysokiej czułości na mikrofonowanie. Owszem są radzieckie lampy prętowe ale nadal jednak czułe na ten efekt. Drugi argument przeciw to niska żywotność katod lamp bateryjnych. Jedyna ich zaleta to niska moc żarzenia lampy ale też i małe natężenia prądu anodowego. Wybrałem jednak radziecką, nuwistorową triodę 6S63N. Buforami wyjściowymi są układy LME49600 czyli wersja audio znanych ukladów BUF634A. Dla szybkiego zamknięcia całości to czas opisać koncepcję zasilania. Zródło napiecia zasilania to powerbank, czyli o napięciu poniżej 5V (powodem jest jakość kabli USB). Kłopotliwym jest wybór przetwornic dających ujemne napiecie zasilania. Oznacza to, że przy napieciach wejściowych od 2.7 V do 5.5 V mamy tylko wybór układów boost (step-up). Bufory będą wieć zasilane pojedynczym napięciem co oznacza obecność kondensatorów na ich wyjściu. To nie jest jakąś wielką wadą demonizowaną niestety przez niektóre kręgi bliższe audfiofilskim. Bufory będą zasilane napięciem tym samym co zasilanie szeregowo połączonych grzejników dwóch lamp czyli 12.6 V. Pozostaje jeszcze napięcie anodowe. Wybrałem napięcie 35 V, które uzyskuje prostym trickiem wykorzystując fakt że napięcie na kluczu przetwornicy to w sumie prąd przemienny o napięciu szczytowym około 6V. Dwa podwajacze napiecie dadzą mi 24 V a to napiecie dodane do 12.6 V zapewni mi 34 V - 35 V.
Jako pierwsze omówienie szczegołowe to sama lampa 6S63N i wybór jej punktu pracy. Niestety dostępne charakterystyki są "mało dokładne". Posiadam curve tracet uTracer 6.1 co pozwoliło mi pozyskać charakterystyki tej lampy. Poniżej pozyskana charakterystyka wraz z wybranym pubktem pracy oraz prostą obciążenia stopnia rezystorem anodowym.
Dopasowany model SPICE dla tej lampy i powyższego przypadku poniżej:
[CODE]
*** 6S63N_LV ******************************************
* Created on 05/03/2022 14:05 using paint_kit.jar 3.1
* www.dmitrynizh.com/tubeparams_image.htm
* Plate Curves image file: 6s63n1a2.bmp
* Generated with uTracer 6.1 by T.Proszynski
* Data source link:
*----------------------------------------------------------------------------------
.SUBCKT 6S63N_LV 1 2 3 ; Plate Grid Cathode
+ PARAMS: CCG=3.5P CGP=2.4P CCP=1.3P RGI=2000
+ MU=21.06 KG1=145.01 KP=43.56 KVB=276.6 VCT=0.1119 EX=1.316
* Vp_MAX=50 Ip_MAX=25 Vg_step=0.5 Vg_start=0 Vg_count=9
* Rp=4000 Vg_ac=55 P_max=40 Vg_qui=-48 Vp_qui=300
* X_MIN=130 Y_MIN=91 X_SIZE=647 Y_SIZE=452 FSZ_X=1938 FSZ_Y=1038 XYGrid=false
* showLoadLine=n showIp=y isDHT=n isPP=n isAsymPP=n showDissipLimit=y
* showIg1=n gridLevel2=n isInputSnapped=n
* XYProjections=n harmonicPlot=n dissipPlot=n
*----------------------------------------------------------------------------------
E1 7 0 VALUE={V(1,3)/KP*LOG(1+EXP(KP*(1/MU+(VCT+V(2,3))/SQRT(KVB+V(1,3)*V(1,3)))))}
RE1 7 0 1G ; TO AVOID FLOATING NODES
G1 1 3 VALUE={(PWR(V(7),EX)+PWRS(V(7),EX))/KG1}
RCP 1 3 1G ; TO AVOID FLOATING NODES
C1 2 3 {CCG} ; CATHODE-GRID
C2 2 1 {CGP} ; GRID=PLATE
C3 1 3 {CCP} ; CATHODE-PLATE
D3 5 3 DX ; POSITIVE GRID CURRENT
R1 2 5 {RGI} ; POSITIVE GRID CURRENT
.MODEL DX D(IS=1N RS=1 CJO=10PF TT=1N)
.ENDS
*$
[/CODE]
Model SPICE to ułatwienie dla etapu projetowania układu. Wszelkie obliczenia zrobił program LTSpice.
Tu jestem winien wyjasnienia. Najpierw założyłem brak wzmocnienia napięciowego całości. Napiecie na anodzie dobrałem tak aby wynosiło około 18 V. Jedna trzecia tego napięcia da około 6 V dla spolaryzowania wejścia bufora wyjściowego co jest koenicznym dla jego pracy z zasilaniem pojedynczym napięciem rózwym około 12 V. Wzmocnienie stopnia lampowego jest redukowane przez dzielnik rezystorowy na wyjściu stopnia lampowego tak aby dla całości uzyskać brak wzmocnienia oraz tłumienia napięciowego. Takie rozwiązanie wymaga zastosowania pętli DC servo bo raz, że rozrzut parametrów lampa a dwa to zmiana parametrów podczas eksploatacji lamp. Tenże blok wymaga napięcia ujemnego więc powracam do przetwornicy i dodaję dodatkowy podwajacz napięcia ale oferujący napięcie ujemne. Dla wzmanciacza operacyjengo zastosowanego do roli DC sevo nie jest koniecznym ani stabilizacja napięć jego zaislania ani ich dokłądana symetria.
Następnym elementem toru audio jest bufor prądowy. Nie wnosi on wzmocnienia napięciowego a jedynie zapewnia wzmocnienie prądowe. Wybrany układ LME49600 cechuje się wydajnością prądową 250 mA, pasmem przenoszenia rzędu 180MHz oraz szybkością naięcia wyjściowego rzędu 2000V/s. I znowu kilka słów o dogmatach. Tak wiem, że będą głosy dlaczego nie na przykład "kultowy" TPA6120A2. Odpowiedź prosta, wzmacniacze current feedback są niestabilne jak zarówno na pojemnościowe składowe impedancji obciażenia oraz na pojemności w pętli USZ. Niestety ale pojmnościowej składowej impednacji słuchawek nie unikniemy (typowe kabelki słuchawek) to koniecznym jest wstawienie w szereg z obciążeniem rezystora o stosunkowo dużej rezystancji. Sprawa się dodatkowo komplikuje przy pojedynczym napięciu zasilania. Razem te wady czynią układy TPA6120A2 zarówno nieprzydatnymi jak i majacymi więcej wad niż zalet (dla mnie żadnych zaltet). Pozostaje mi tylko przedstawić topologię wybranego na bufor wyjściowy układu :LME49600 (więcej informacji o nim zawiera karta katalogowa na stornie producenta - Texas Instruments):
Czas najwyzszy przedstawić schemat ideowy prototypu:
Układ z tranzystorem T1 to prosty, wręcz toporny ukłąd opóźnionego załączania a jego elemntem wykonawczym jest przekaźnik sygnałowy ze złotymi stykami. Prototyp wykorzytywał przetwornicę pracującą z taktowaniem około 1.6 MHz. Miałem z nią problem gdyż zalecana kompensacja częstotliwościowa pętli regulacji napięci zawiodła. Ta kompnesacja jest koeniczną z racji wprzyjetej koncepcji CCM pracy tej przetwornicy. Ta niestabilność w sumie będą przkeompensowaniem od samego początku to efetk założonego niewielkiego napięcia tętnień zapewnionego niską wartoścą EST wyjściowego kondensatora. Ostatecznie przetwornica poprawnie pracował przy braku kondensatora C32 ( nawet kilka pF powodowało niepoprawną pracę przetwornicy). Całość zmontowalem na płytce drukowanej o wymiarach 95.5 mm * 73 mm.
Troche informacji o użyych elementach. Kondensatory Cq5 i C16 to kondensatory tantalowe polimerowe. Pozostałe elektrolityczne za wyjątkiem C27 to kondsatory polimerowe lub hybrydowe. Kondensatory C1, C2, C13, C14, C21, C22 C23 i C24 go kondensatory poliestrowe metalizowane MKS2. Kondensatory C3, C4, C7, C8, C10, C11, C17 i C18 to kondesatory ceramiczne MLCC C0G. Pozostałe to ceramiczne MLCC X7R lub X5R. Rezystory w torze audio R1 do R28 to metalizowane MELF, pozostałe to zwykłe grubowarstwowe za wyjątkiem rezystorów R32 i R33 które są cienkowarstwowe.
Diody zenera D1 i D2 zabezpieczają wejscia układów LME49600 przed przepięciem jaki powstaje po załączeniu zaislania oraz gdy katody lamp uzyskują emisję. To wydaje sie kontrowersyjen ale to diody o niewielkim prądzie wstecznym 50 nA. Nie mają one destrukcyjnego wpływu na przenoszony sygnał audio.
Płytka drukowana wykonana przez firmę Eurocircuits, materiał FR4, grubość miedzi 35 m.
Widok zmontowanego prototypu poniżej:
Pierwsze odczucia to jednak decyzja o tym by jednka dodać niewielkie zmocnienie napięciowe. Zrobiłem to "brutlanie" w tym prototypue dodająć równolegle ro rezystorów R13 i R14 kondensatory poliestrowe o pojemnosći 1.5 F. Drugie spostrzeżenie to fakt, że jednak gniazdo USB-C nawet wersji "power only" nie jest dobrym wyborem. To gniazdo jest zawodne. Rezygnacja z założnego braku dodatkowego wzmocnie napieciowego oznacza że można zrezygnować z pętli DC servo co jednoczęsnie oznacza brak uzyskiwania napiecie ujemego dla wzmanciza operacyjnego pracujaźego w tej pętli regulacji stałoprądowej. Co skłoniło do dodania wzmocnienia napięciowgo? No chociażby to że żrodło sygnału będzie pracować z niższym poziomem wysterowania czyli z niższymi znieształceniami Modyfikację prototypu wykonałem zanim przystąpiłem do szczegółowch pomiarów:
Poamiary zmodyfikowanego prototypu. Zestaw pomiarowy oparty na inferfejsie dżwiekowym Focurite Scarlett 2i2 2gen. Pomocniczym urządzneim był oscyloskop cyfrowy Rigol DS1074. O ile nie podano inaczej to punktem odniesienia poziomu sgnału podczas pomiarów było 2 Vp-p (1 V napiecia szczytowego) na wejściu układu.
Najpierw pomiar wzmocnienia napięciowego dla obciążenia impedancją 60 Ω, taką jak moje słuchaki Koss Porta Pro:
Pamo przenoszenia. Podczas projetowanie założyłem pasmo 20 Hz - 22kHz dla spadku 0.5 dB. Jednak poniższy wynik jest obarczony błędem dla dołu pasma bowiem impedancja wrjsciow tego wzmacniaczy wynosi zalednie 220 Ω. Widoczny spadek wykazany na poniższym wyniki to niestety sktutek zastosowanych pojemności kondesatorów wyjściowych w interfejsie audio co potwierdza pomiar referencyjny interfejsu audio . Uzyskany wynik jedynie weryfikuje górną częstotliwośc graniczną.
Pomiar referencyjny interfejsu obciążanonego impedancją 220
Przesłuchy, częstotliwość 1kHz, 100Hz i 10kHz, kanał lewy:
Przesłuchy, częstotliwość 1kHz, 100Hz i 10kHz, kanał lprawy:
Dla pomiarów przesłuchów pozwolę sobie zreygnować z podania pomiarów referencyjnych samwefgo interfejsu audio.
Pmiar THD+N
Pomiar THD+N z filtrem ważonym A:
Pomiary referencyjne interfejsu audio THD+N bez filtru oraz z filtrem ważonym A:
Istotna uwaga. Poziom szumów zależał znacznie od nastawy czułości wejść intefejsu audio. Rzeczywista wartość SNR i SINAD wzmacniacz będzie lepszą od uzyskanej tym pomiarem.
Teraz czas na zbiorcze przedtawienie poziomu THD+N z robiciem na poszczeogłne harmoczne dla róznych poziomów wystrowania:
Z powyższego zestawinie wyników wynika iż dominuje druga hramoniczna, która nie jest subektywnie odbierana przez nasz zmysł słuchu jako zniekształcenie nawet dla poziomu rzędu 10 %. Trzecia i wyższe harmoniczne są na niwielkim poziomie. Można śmiało stwierdzić że ten wzmacniacz dodaje nam jedynie lampowego sznytu do brzmienia. Poziom wystreowania przyjety jako 0 dB to bardzo głośno, znacznie powyżej komfortu nawet dla sympatyków głośnego grania.
Dodam jeszcze wykresy rozkładu harmonicznych ale nie są one wykonane dla przyjętego poziomu 0 dB. To tylko ilustracja bowiem rysunek więcej mówi niż tekst czy tabelki
Kończąc temat THD podam jeszcze jak zniekształcenia z rozbiciem na kilka początkowych harmonicznych zależą od częstotliwości, najpierw kanał lewy a potem prawy (te "rekinie ząbki" no cóż, STEPS ma taką przypadłość pewnie "celowo wprowadzoną" w wersji demo - "skądś" się to bierze). Kanał lewy i kanał prawy poniżej:
Również zrezygnowałem z pomiarów referencyjnych.
Kolejna porcja pomiaró to zniekształćenia intermodulacyjne okreśone trzema metodami, kolejno SMPTE, DIN i CCIF:
Pomiary teferencyjne:
Jeszcze z pomiarów podam sam poziom szumów. Na marginesie, to jest kłopot bo Multi-Instrumets podawał mi SNR rzędu 95dB zaś SpectraPlus zaledwie 34dB i tyle damo dla SINAD a ta wartość dziwnym trafem jest bliska wartości SINAD podanej przez Multi-Intruments (w sumie to chyba bug w SpectraPlus, że SNR to faktycznie SINAD a ponadto brak info jak to jest dokładnie liczone no i jeszcze jedno - uśrednianie i duża "porcja" próbek dla FFT teoretycznie powinno "poprawiać" wartość SNR):
Nie wykonywałem pomiarów poboru prądu ze źrodła zasilania. Jednak mogę podać, że powerbank 20000 mAh wystarcza ze sporym jeszcze zapasem dla ponad 16 godzin grania.
Dane szacunkowe: pobór mocy na żarzenie lamp to 130mA * 12.6V czyli około 1.65W, pobór mocy przez stopnie lampowe to 2 * 5mA * 36V to 360mW. Układ DC-servo pobierze jakieś 40mW mocy z zasilania. Prąd spoczynkowy buforów to razem 30mA czyli 380mW. Dla poziomu wyjściowego 1Vrms mamy razem około 25mW mocy. No jeszcze cewka przekaźnika pobiera 100mW. Razem mamy około 2.6W poboru mocy. Dla napięcia 4V i sprawności około 80% mamy około 820mA. Powerbank 20000mAh starczy więc na grubo ponad 20 godzin grania według tych szacunków. Realne osiagi to potwierdzają. Jest to dłużej niż czas pracy przenośnych odtwarzaczy dla w pełni naładowanej baterii - np. mojego Hiby R3 Pro Saber - ponad 17 godzin grania dla wyjścia słuchawkowego standardowego 3.5 mm.
I jeszcze ciekawostka. W cimnym pokoju widać delikatne światło od żarzenia lamp jakie przenika przez ich elementy ceramiczne będące nalogiem talerzyka cokołowego.
Wersja finalna będzie dopasowana do aluminiowej obudowy. Inne będzie gniazdo zasilania, dojdzie dodatkowy człon filtrujący LC napięcia andowego. Będzie uzty inny ukłąd w przetwornicy - TLV61048 z wymuszonym taktowaniem 500 kHz.
Skomentuj