Witam.
Chciałbym przedstawić tu pomysły na wyjście z ery „blaszanego brzmienia”, jakie oferują ugruntowane standardy w dziedzinie układów i produktów pod tytułem „wzmacniacz tranzystorowy Hi-Fi”.
Na wstępie ogólne uwagi natury „teoretycznej” do problemu; w dalszej części o sposobach jego eliminacji lub złagodzenia w praktycznych standardowych rozwiązaniach.
Dlaczego wzmacniacze tranzystorowe mocy (audio PA), nawet te bardzo drogie, z wygórowanymi parametrami brzmią gorzej od lampowych?
Dyskusje trwają od czasów masowego rozpowszechnienia konstrukcji tranzystorowych. I mimo, że wzmacniacze lampowe mają nominalnie zdecydowanie gorsze parametry od tranzystorowych, biją one na głowę te ostatnie w odsłuchu. Spotkać można opinie, że niektóre konstrukcje tranzystorowe trudno na słuch odróżnić od lampowych, ale trudno temu dać wiarę. Osobiście uważam to za bajkę.
Jak to możliwe, że to co ma znacznie gorsze parametry jest w efekcie lepsze?
Wynika to, mówiąc kolokwialnie, z powszechnego niezrozumienia pewnych fundamentalnych kwestii z dość odległych dziedzin, jak standardy metrologiczne, teoria układów, fizyka półprzewodników, psychoakustyka etc. oraz z co raz bardziej wąskiej specjalizacji w programach nowoczesnej inaczej edukacji.
Poza tym trzeba umieć czasem policzyć coś innego, niż to było przerabiane w szkole, albo – co gorzej – wymyślić coś zupełnie odmiennego, niż prezentowały „lektury obowiązkowe” i tu powstaje niepokonywalna trudność dla wielu z tytułem inżyniera w kieszeni. To jest chyba główny powód zarówno faktycznej stagnacji w dziedzinie lepszych rozwiązań audio PA jak i braku jasności co do tego, gdzie właściwie „pies pogrzebany”.
Specjaliści w jednej dziedzinie nie rozumieją na ogół innych dyscyplin i może czasem zadziwiać, co potrafi wymyślić wykwalifikowany specjalista, zwany czasem „fach-idiota”.
Ale można zrobić bardziej porażające doświadczenie – elektronicy chętnie mówią o „linearyzacji”, ale jak nietrudno się przekonać, większość samozwańczych specjalistów z tej dziedziny nie rozumie fundamentalnych problemów wzmacniania sygnału analogowego. A w takim razie wszelkie rachunki stają się zbędne – mamy to co wyjdzie w praktyce i do tak realizowanych „designs” buduje się teorię-ideologię. Jest to droga dokładnie odwrotna do tej, jaka przystoi rozumnym istotom.
Tymczasem więc, mimo nieustającego postępu w technologii półprzewodników, problem kiepsko brzmiących wzmacniaczy audio klasy Hi-Fi nie znika, a może nawet się zaostrza, a przynajmniej w tych bardziej „ekonomicznych” rozwiązaniach Hi-Fi, które zagrażają kompletnym zalewem rynku audio.
I do stwierdzenia tego faktu nie potrzeba robić odsłuchów; wystarczy znać technologie półprzewodnikowe i obejrzeć schemat układu, by zaopiniować jego nieuniknione limitacje w tym względzie.
Pierwsza rzecz to te parametry.
Normy Hi-Fi są nieadekwatne do wymagań prawdziwego audiofila i faktycznie nie pozwalają na wykrycie subtelniejszych mankamentów jakości brzmienia wzmacniacza.
Standardowo mierzone i podawane są zniekształcenia harmonicznych „h” przy zasileniu wejścia badanego wzmacniacza spektralnie czystym sygnałem sinusoidalnym. Moc maksymalna wzmacniacza mocy (PA) podawana jest zwykle dla granic „kolana zniekształceń”, czyli przy h = 10% (lub mniej, co leży w guście producenta).
Typowa charakterystyka zniekształceń harmonicznych przypomina wannę, której zbocze leżące po stronie maksymalnych mocy wyjściowych jest bardzo strome. Są to efekty limitacji/nasycenia/odcięcia w stopmiach wzmacniacza, głównie wyjściowych. Wiedza na temat wzrostu zniekształceń zakresie dolnych częstotliwości zdaje się wybiegać poza horyzonty przeciętnego konstruktora sprzętu Hi-Fi i tą nie musimy sobie łamać głowy, gdyż wzrost ten jest do zaniedbania w porównaniu z problemami przydźwięku, akustyką kolumn, pomieszczeń etc.
Wiadomo, że ucho ludzkie wyłapuje zniekształcenia harmonicznych na poziomie zależnym od częstotliwości sygnału i w punkcie najwyższej wrażliwości przy ca. 1kHz granica ta leży typowo przy 2-3%.
Deklarowane przez wiele firm parametry typu „h < 0.000...001%” przy 0.5 Pmax są więc w istocie kpiną z laika. W gruncie rzeczy taki parametr niczego sensownego o jakości wzmacniacza nie mówi. Zniekształcenia poniżej 1% w zakresie średnich mocy powinny być i są oczywistością. Tak więc producenci „sprzedają” nam w tym punkcie banał jako rewelację.
Ciekawsze jest to, czego nam producenci nie mówią, a nie mówią nam bliżej choćby o zniekształceniach intermodulacji (TIM-distortion) lub prezentują tu znowu punktowe wyniki prowizorycznych testów z pomocą dwóch czystych spektralnie sygnałów sinusoidalnych o znacznie różnych częstotliwościach, np. 200Hz i 5kHz, i amplitudach rzekomo realistycznie reprezentujących spektralny rozkład typowego sygnału audio, a faktycznie dobranych na korzyść producenta.
Produktami intermodulacji, które są uwzględniane są tu wyłącznie sygnały różnicowe i sumowe, t.j. 4.8kHz i 5.2kHz. Faktycznie, że w typowym audio PA powstają również inne kombinacje niż te dwie.
W sygnale muzycznym tonów jest wiele i generalnie nic nie jest typowe, spektralny rozkład zmienia się diametralnie, a na dodatek muzyka składa się bardzo sporadycznie z dwóch statycznych tonów sinus z „aptekarsko” dobranymi amplitudami.
Z punktu widzenia marketingu tak prymitywnie testowane „low TIM distortion” jest chwytliwym trikiem, gdyż niewiele ludzi ma pojęcie o problematyce, czy choćby o analizie spektralnej sygnału etc., ale trzeba uznać, że w przypadku zdecydowanej większości producentów, jeśli nie w ogóle, jest to tylko kolejny chwyt reklamowy .
Dalszy problem leży w tym, że typowe wzmacniacze tranzystorowe produkują sygnały syntetyczne, t.j. takie, których na wejściu nie było i te są w pomiarach TIM z założenia ignorowane. A byłyby to typowo druga, trzecia i nawet piąta harmoniczne obydwu powyższych sygnałów oraz liczne ich kombinacje.
Aby mówić o niskich TIM, należałoby zastąpić banalne dwa tony realistycznym, kompleksowym sygnałem na wzór sampla realnego utworu muzycznego i na tej bazie badać czystość spektralną sygnału wyjściowego.
Należy tu dobitnie podkreślić, że z takiej kombinacji jedynie dwóch sygnałów sinus powstaje w typowym wzmacniaczu PA multum różnych tonów kombinowanych w słyszalnym zakresie, których żadne techniki linearyzacji nie wyeliminują!
W tym punkcie zasada linearyzacji znana z teorii wzmacniacza operacyjnego (WO, opamp) nie funkcjonuje głównie dlatego, że typowy PA pracuje, w odróżnieniu do opampa, przy zdecydowanie silnych sygnałach i to zarówno prądów jak i napięć i z wysoką dynamiką.
W tym zakresie w grę wchodzą limitacje technologiczne jakich nie doświadcza typowy WO w żadnej realnej aplikacji.
Nie wiedzieć czemu, wszelkie rozwiązania audio PA są w esencji bezmyślnie powielanyami rozwiązaniami bazującymi na koncepcie wzmacniacza operacyjnego (Opamp-concept).
Generalnie realizuje się kilka zaledwie odmian jednej i tej samej topologii Opamp, co sprowadza wszystkie takie rozwiązania do jednej klasy – klasy kiepskich wzmacniaczy o super parametrach, wszak parametry wzmacniacza można „parametryzować” poprzez dobór paru tanich elementów RC. W ten sposób nadajemy kiepskiemu wzmacniaczowi dobre parametry.
To, że w topologii Opamp trudno jest zrealizować wiernie odtwarzający wzmacniacz dużego sygnału audio najlepiej wiedzą producenci monolitycznych WO, a więc układów pracujących z bardzo niską mocą wyjściową i amplitudami napięć poniżej 30Vpp.
Mimo to, nikt nie uważa na lekcjach i skutki są takie, że w sortymencie audio PA niezmiennie są oferowane feralne kopiowanki konceptu Opamp, gdze popełniane są ponadto różne elementarne błędy w sztuce.
Dodatkowy aspekt konceptu opamp jest taki, że syntetyczne tony po podaniu do „linearyzacji” na „odwracające” wejście PA nie znajdują tam swojego „źródłowego ekwiwalentu” w postaci sygnału sterującego.
Zakładany (mentalnie) ze szkolnego elementarza inżyniera proces odejmowania sygnałów na wejściu nie ma więc fizycznie miejsca, ma miejsce natomiast faktycznie asymetryczne sterowanie wejścia i efektywnie często nawet przesterowanie wejścia sygnałem syntetycznym.
W ten sposób koncept opamp generuje niekończący się rekurencyjny proces cyrkulacji i generacji nowych syntetycznych dźwięków.
Tak powstałe syntetyczne tło daje „blaszany” dźwięk wzmacniacza.
Wskutek niezrozumienia mechanizmu ktoś kiedyś wymyślił, że szybszy PA (koncept „high slew rate”) pozwoliłby uzyskać poprawę TIM i brzmienia w ogóle. Nic błędniejszego.
W ten sposób otrzymujemy wzmacniacze z pasmem 10Hz...500kHz, które nie potrafią czysto wzmocnić w paśmie 20Hz...20kHz i słono przepłacamy.
W tym punkcie powinno być widoczne, że koncept opamp z jego „high loop gain” jest faktycznie przysłowiowym nożem w plecy dla jakości PA, a po dalszym ulepszeniu inaczej, zachwalana i modna „high slew rate” stanowi często już tylko przysłowiowy gwóźdź do trumny jakości. Mało kto zdaje się to rozumieć, ale wiadomo też, że najprostsze rzeczy trudno czasem wytłumaczyć. Fanatykom „high slew rate” trudno jest cokolwiek wyjaśnić w ogóle, bo traktują ten temat jak dogmat swojej religii, nawet gorzej, gdyż wbrew doświadczeniu.
Ktoś kiedyś odkrył, że tranzystory polowe swoimi charakterystykami bardziej przypominają lampy niż tranzystory bipolarne (BJT), lecz wtedy te tranzystory były bardzo drogie w porównaniu z BJT, więc w komercyjnych układach audio PA rzadko znajdywały one zastosowanie.
Wcześniej produkowane na rynek audiofilski lateralne Power-MOS i Power-JFET porzucono.
W ostatnich czasach, wskutek masowego zastosowania w przemyśle tranzystorów Power-MOS, spadły drastycznie ich ceny, lecz technologie są ulepszane wyłącznie pod kątem optimum w układach impulsowych. Dla układów audio PA takie tranzystory są ciekawą alternatywą pod warunkiem, że ta technologia jest „dozowana z rozsądkiem”, gdyż eliminując wady BJT w stopniach wyjściowych PA wprowadzają one swoje wady. Do głównych należą duże pojemności ładowania bramki (total gate charge) oraz równoczesne przewodzenie tranzystorów wyjściowych w zakresie przechodzenia wyjścia przez zero (mutual cross-over conduction). Jest to również główna przyczyna spektakularnych defektów stopni wyjściowych w sytuacji przesterowania, szczególnie w źle sparametryzowanych układach „high slew rate”, gdzie końcówka potrafi się przegrzać i spalić nawet bez podłączonych głośników, po cichutku.
Obydwa aspekty generują nadmiarowe moce strat i wzrost zniekształceń, harmonicznych i TIM, szczególnie w zakresie wyższych częstotliwości, jeśli topologia i układ nie są przemyślane, a wtedy „plusy ujemne” uzyskane na tym wycinku bilansują się negatywnie z „plusami dodatnimi” uzyskanymi na innym i finalny efekt jest, że wzmacniacz niby powinien wedle założeń grać lepiej, ale nie chce – „musi, ale nie chce”. I zwykle nie może.
Taki jest los masowo obecnie spotykanych układów z końcówkami Power-MOS, które wskutek – znowu – bezmyślnego przenoszenia ukłaów przez analogię do jelenia i kopiowania starych błędów zdegradowały ten rodzaj rozwiązań do klasy „wzmacniaczy do subwoofera”.
Jakie są elementarne rozwiązania?
Zrobić koniec „plusami dodatnimi i plusami ujemnymi”!
Recepta jest trywialnie prosta: wrócić do naturalnej arytmetyki, zepsuć zepsute, czyli ... dwa minusy dają plus. A robimy to tak:
1. Neutralizujemy konceptu opamp (wprowadzamy lokalne sprzężenia kosztem „high open loop gain”).
2. Wymieniamy tranzystory bipolarne z wszystkich stopni napięciowych wzmacniacza na typy MOS.
Wzmacniacz pozostaje tranzystorowy, ale jest on już de facto „mniej tranzystorowy” w brzmieniu.
Aby sprawdzić praktycznie pomysł, dokonałem prostych zmian w swoim starym NAD2030, zarówno w przedwzmacniaczu jak i w PA.
Jest to wzmacniacz na BJT, 2x30W @ RL = 8 Ohm, zasilany z +/- 32V i PA ma układ o tyle nietypowy, że na wejściu jest pojedynczy tranzystor NPN (2SC1400) ze sprzężeniem zwrotnym (feedback loop) zapiętym do emitera. W jego obciążeniu jest źródło prądowe PNP (BC558) i wejście kolejnego stopnia napięciowego PNP (BC556). Ten z kolei jest zapięty przez układ polaryzacji stopnia wyjściowego na klasyczny bootstrap. Wyście (stopień prądowy) jest komplementarne (jakieś Motorola M6551/6554 plus 2N2955/2N3055).
Trzeba powiedzieć, że układowo jest to jedno z lepszych prostych fabrycznych rozwiązań, jakie można spotkać i wzmacniacz zawsze dobrze brzmiał w porównaniu do innych jakie słyszałem.
Po krótkiej analizie schematu zamieniłem w/w tranzystory bipolarne w obydwu stopniach wzmocnienia napięciowego PA na typy D-MOS, odpowiednio VN2406M (N, 240V/1W) i BS208 (P, 240V/0.8W). Użyłem VN2406 bo nie miałem BS108 pod ręką. Zadne zmiany wartości elementów nie były tu konieczne, ale ze względu na fakt, że w obciążeniu pierwszego stopnia nie ma elementu limitującego napięcie (obciążeniem jest źródło prądowe), dołożyłem limiter do bramki drugiego stopnia w postaci szeregowo połączonej 6.2V Zener z popularną 1N4448 (dla zmniejszenia znacznej ekwiwalentnej pojemności parazytowej typowej dla diod Zenera poniżej przebicia).
Układ ruszył bez żadnych niespodzianek.
Dużym plusem wymienionych typów D-MOS w takich modyfikacjach są ich niskie napięcia odcięcia Ugs-th, które leżą typowo w zakresie 1... 2V (max 3V). W dokonanych modyfikacjach polegałem na danych katalogowych z kolumny „typical“, które są najbardziej reprezentatywne dla losowej próbki (zwłaszcza od renomowanych producentów) i nawet nie selekcjonowałem użytych tranzystorów, bo w układzie nie ma żadnych par różnicowych.
Minusem jest konieczność ewentualnego dołożenia diod limitujących napięcie G-S w niektórych układach (maksymalne dopuszczalne wartości Ugs są typowe, +/-20V).
Po przeróbce PA ma pasmo ca. 10Hz...50kHz (3dB), mierzone przy wysterowaniu poziomem dla maksymalnej mocy wyjściowej przed clippingiem @ 1kHz (zmierzone ca. 46Vpp, 33W @ 8 Ohm). Przed przeróbką nie testowałem.
Clipping jest czysty, żadnych przerostów, czy oscylacji, ale przy przesterowaniu na 50kHz końcówka zauważalnie silniej się grzeje. Jest to wina kiepskich parametrów impulsowych typów 2N2955/2N3055, które ewidentnie wchodzą w cross-conduction przy szybkich zboczach (czasy narastania/opadania rzędu paru usec) sygnałów w bazach. Wymiana na szybsze typy z pewnością wywindowałaby ten układ wprost do klasy referencyjnej lub nawet dalej. Układ jest absolutnie rozwojowy - topologia nie limituje górnego pułapu mocy.
W stopniach przedwzmacniacza z korekcją barwy użyłem jako zamienniki typy BS250 i BS170, i zmieniłem jeden rezystor w układzie, by dopasować poziomy DC jakie występują z powodu różnic między napięciami B-E w BJT i Ugs w MOS (jest tu układ galwanicznie sprzężony). Ponadto musiałem wyrzucić kondensator kompensujący 100pF zapięty na B-C jednego wymienianego tranzystora, gdyż układ się wzbudzał przy regulacji barwy (wysokich ustawionych na max) i produkował paczki rzędu kilku MHz z przerwami ca. 6kHz (od przytkania do przytkania). Pozostał tam tranzystor NPN pracujący jako dynamiczne obciążenie drugiego stopnia wzmocnienia.
W całym wzmacniaczu tranzystory bipolarne ostały się tylko w układach wtórników emiterowych i źródeł prądowych lub t.p.
Powstał hybryd łączący obydwie technologie w meritum ich optimum dla audio PA na dzisiejsze czasy. I jest to, jak na złość specjalistom, koncept dokładnie odwrotny, niż ten w obecnie realizowanej kombinacji w audio PA (BJT w stopniach napięciowych, MOS w stopniu prądowym).
Brzmienie poprawiło się słyszalnie już po modyfikacji torów przedwzmacniacza i pierwszego stopnia napięciowego w układzie PA, ale ponieważ zmiany w drugim stopniu napięciowym obydwu kanałów PA przeprowadziłem równocześnie, nie miałem możliwości kolejnych słuchowych porównań między kanałami, jak to robiłem wcześniej. Możliwe też, że barierę rozróżnialności w relatywnie ograniczonych warunkach odsłuchu przekroczyłem już wcześniej.
Brzmienie tego wzmacniacza w porównaniu z typowym bipolarnym najprościej scharakteryzowałbym tak, że barwa dźwięku jest niejako „bardziej miękka“, mimo, że nie brakuje mu „prezencji“ typowej dla markowych wzmacniaczy znacznie większej mocy pracujących na „ćwierć gwizdka“, ponadto w niektórych partiach muzyki wydobywa on instrumenty, czy dźwięki niesłyszalne w innym wzmacniaczu (zwłaszcza te niskotonowe) oraz słabiej akcentuje „wyróżniające się“ dźwięki w zakresie wyższych częstotliwości, ale nie ma w tym zdecydowanie klarownej regularności – jest różnie przy różnych typach muzyki, składzie instrumentów etc.
Wedle mojego rozeznania, większość standardowych rozwiązań układowych na elementach dyskretnych daje się w prosty sposób poddać takiej „kuracji”, a jeśli ktoś potrafi liczyć takie układy, może bez trudności zmodyfikować każdą jedną dyskretną PA. Wskazane jest tu jednak dobre rozeznanie układowe, gdyż jeden fatalny błąd może spowodować zniszczenie stopnia mocy, znaczy ukraść czas i uszczuplić kieszeń.
W najbardziej typowym układzie PA z parą różnicową BJT na wejściu można praktycznie „w ciemno” zmienić niefortunną bipolarną parę tranzystorów na parę D-MOS z odpowiednim typem kanału. Również w typowym kolejnym stopniu napięciowym (po ewentualnym dopasowaniu rezystora bazowego) można BJT zamienić na MOS.
Zachęcam do eksperymentowania ludzi z głową na karku.
Praktyczny przykład:
W dyskutowanym na tym forum „Wzmacniaczu N-Mosfet by Irek”
http://diyaudio.pl/forum/viewtopic.php?t=4854
można np. wymienić „z biegu” obydwie pary różnicowe T6-T7 (MPSA92) i T10-T11 (BC546) na typy BS208 i BS108 odpowiednio, bez dalszych zmian w układzie! Kondensatory 100pF, C4 i C6 można zmniejszyć ze względu na inherentne pojemności złączowe zamienników D-MOS, które czynią to samo.
Zastosowanie pary MOS na wejściu pozwala ponadto zamienić kontrowersyjny w tego typu układach kondensator elektrolityczny C9 na foliowy z pojemnością rzędu 1uF przy proporcjonalnym zwiększeniu rezystorów R25 i R26 i zmniejszeniu przynajmniej o rząd wielkości wartości C8.
Można również zamienić T9 (MPSA92) na BS108.
W przypadku wymiany par różnicowych wskazane jest użycie tranzystorów wyselekcjonowanych pod względem Ugs-th (@ Id = 1mA), bądź przynajmniej z jednego lotu produkcyjnego, np. z jednej rolki (jeśli sprzedawane na taśmie, tape reel); w przeciwnym wypadku mogą wystąpić znaczne napięcia niezrównoważenia, które mogą wymagać zbalansowania, gdyż różnica wartości Ugs-th pierwszej pary (T10/T11) wystąpi w tym układzie wprost na wyjściu jako napięcie DC. Taka różnica może wynieść dla wymienionych typów MOS według not katalogowych 1.5... 2.5V, zależnie od typu.
Dla dobrego brzmienia powinien ponadto być spełniony generalny warunek, by stała czasowa C7x(R24 + R17 || Rin T10) była zawsze najniższa, R25xC9 leżała powyżej tej wartości, a stała czasowa rozładowania kondensatorów zasilacza dla szczytowej mocy wyjściowej była zawsze najwyższa. Jednym słowem wartości ich powinny rosnąć w tym samym trendzie, jak mają się na rysunku pojemności odnośnych kondensatorów, patrząc od wejścia do wyjścia.
Zasadniczo do kompensacji częstotliwościowej dobrze zaprojektowanego układu PA wystarcza jeden kondensator z zakresu pikofaradów i tego faktu żadne tłumaczenia „praktyków” pakujących po kilka kondensatorów o intuicyjnie wybranych wartościach w wielu miejscach, nie zmieniają.
W tym układzie, po modyfikacji, pojemności C4 i C6 należałoby zamienić na jedną, zapiętą pomiędzy kolektory/dreny T10 i T11, która wyznaczałaby projektowany dominujący biegun układu.
Powstaje w ten sposób końcówka praktycznie typu MOS, układ prawie niespotykany i na ogół nieznany.
Ale ...
Jest tylko jedno ale, które stawia pod znakiem zapytania sens takich modyfikacji w tym układzie z „Elektroniki dla wszystkich”. Są to poważne mankamenty natury esencjalnej, zarówno w topologii, jak i w doborze elementów i zainteresowanym jego budowaniem lub kupnem stanowczo odradzam takiego kroku, gdyż nie jest on w stanie spełnić zupełnie pospolitych oczekiwań.
Układ ten, przy całej pomysłowości w wielu detalach, ma typowe wady z „gatunku” innowacji MOS-PA, polegające na braku adekwatnego temperowania psama mocy od strony wejścia przy słabych prądowo stopniach driverów T6/T7. Ponadto, co jest poważnym błędem układowym, T13 pracuje w konfiguracji wspólnego źródła, która jest w układach znacznej mocy niefortunna, nie mówiąc o niesymetrii odpowiedzi impulsowej takiego quasi-komplementarnego wyjścia oraz zbyt niskim paśmie mocy w tym konkretnie układzie i z tymi wartościami elementów, co wyklucza go już na starcie z rodziny akceptowalnych rozwiązań jako standardowy wzmacniacz mocy.
Koncept quasi-komplementarnego, znanego z technologii BJT stopnia wyjściowego w wydaniu MOS jest tu przykładem bezsensownego przenoszenia rozwiązań układowych, na zasadzie „analogii”, powielanki o jakich była mowa wcześniej.
Takie przekalkowanie układów BJT, gdzie robiło to jakiś sens, na technologię MOS jest na wskroś chybionym w każdym względzie pomysłem. Daje to być może oszczędność paru centów na tranzystorze. lecz za cenę rezygnacji z możliwości uzyskania sensownych wartości kluczowych parametrów wzmacniacza.
Pewne mankamenty tego układu można by poprawić wartościami elementów, niemniej nie należy się spodziewać rewelacyjnych efektów przy zachowaniu tego schematu.
Należy dodać, że mankamenty, o jakich tu mowa, można nie tylko usłyszeć, ale również z łatwością zmierzyć, czy też szacunkowo wyliczyć.
Pozdrawiam.
AK
Chciałbym przedstawić tu pomysły na wyjście z ery „blaszanego brzmienia”, jakie oferują ugruntowane standardy w dziedzinie układów i produktów pod tytułem „wzmacniacz tranzystorowy Hi-Fi”.
Na wstępie ogólne uwagi natury „teoretycznej” do problemu; w dalszej części o sposobach jego eliminacji lub złagodzenia w praktycznych standardowych rozwiązaniach.
Dlaczego wzmacniacze tranzystorowe mocy (audio PA), nawet te bardzo drogie, z wygórowanymi parametrami brzmią gorzej od lampowych?
Dyskusje trwają od czasów masowego rozpowszechnienia konstrukcji tranzystorowych. I mimo, że wzmacniacze lampowe mają nominalnie zdecydowanie gorsze parametry od tranzystorowych, biją one na głowę te ostatnie w odsłuchu. Spotkać można opinie, że niektóre konstrukcje tranzystorowe trudno na słuch odróżnić od lampowych, ale trudno temu dać wiarę. Osobiście uważam to za bajkę.
Jak to możliwe, że to co ma znacznie gorsze parametry jest w efekcie lepsze?
Wynika to, mówiąc kolokwialnie, z powszechnego niezrozumienia pewnych fundamentalnych kwestii z dość odległych dziedzin, jak standardy metrologiczne, teoria układów, fizyka półprzewodników, psychoakustyka etc. oraz z co raz bardziej wąskiej specjalizacji w programach nowoczesnej inaczej edukacji.
Poza tym trzeba umieć czasem policzyć coś innego, niż to było przerabiane w szkole, albo – co gorzej – wymyślić coś zupełnie odmiennego, niż prezentowały „lektury obowiązkowe” i tu powstaje niepokonywalna trudność dla wielu z tytułem inżyniera w kieszeni. To jest chyba główny powód zarówno faktycznej stagnacji w dziedzinie lepszych rozwiązań audio PA jak i braku jasności co do tego, gdzie właściwie „pies pogrzebany”.
Specjaliści w jednej dziedzinie nie rozumieją na ogół innych dyscyplin i może czasem zadziwiać, co potrafi wymyślić wykwalifikowany specjalista, zwany czasem „fach-idiota”.
Ale można zrobić bardziej porażające doświadczenie – elektronicy chętnie mówią o „linearyzacji”, ale jak nietrudno się przekonać, większość samozwańczych specjalistów z tej dziedziny nie rozumie fundamentalnych problemów wzmacniania sygnału analogowego. A w takim razie wszelkie rachunki stają się zbędne – mamy to co wyjdzie w praktyce i do tak realizowanych „designs” buduje się teorię-ideologię. Jest to droga dokładnie odwrotna do tej, jaka przystoi rozumnym istotom.
Tymczasem więc, mimo nieustającego postępu w technologii półprzewodników, problem kiepsko brzmiących wzmacniaczy audio klasy Hi-Fi nie znika, a może nawet się zaostrza, a przynajmniej w tych bardziej „ekonomicznych” rozwiązaniach Hi-Fi, które zagrażają kompletnym zalewem rynku audio.
I do stwierdzenia tego faktu nie potrzeba robić odsłuchów; wystarczy znać technologie półprzewodnikowe i obejrzeć schemat układu, by zaopiniować jego nieuniknione limitacje w tym względzie.
Pierwsza rzecz to te parametry.
Normy Hi-Fi są nieadekwatne do wymagań prawdziwego audiofila i faktycznie nie pozwalają na wykrycie subtelniejszych mankamentów jakości brzmienia wzmacniacza.
Standardowo mierzone i podawane są zniekształcenia harmonicznych „h” przy zasileniu wejścia badanego wzmacniacza spektralnie czystym sygnałem sinusoidalnym. Moc maksymalna wzmacniacza mocy (PA) podawana jest zwykle dla granic „kolana zniekształceń”, czyli przy h = 10% (lub mniej, co leży w guście producenta).
Typowa charakterystyka zniekształceń harmonicznych przypomina wannę, której zbocze leżące po stronie maksymalnych mocy wyjściowych jest bardzo strome. Są to efekty limitacji/nasycenia/odcięcia w stopmiach wzmacniacza, głównie wyjściowych. Wiedza na temat wzrostu zniekształceń zakresie dolnych częstotliwości zdaje się wybiegać poza horyzonty przeciętnego konstruktora sprzętu Hi-Fi i tą nie musimy sobie łamać głowy, gdyż wzrost ten jest do zaniedbania w porównaniu z problemami przydźwięku, akustyką kolumn, pomieszczeń etc.
Wiadomo, że ucho ludzkie wyłapuje zniekształcenia harmonicznych na poziomie zależnym od częstotliwości sygnału i w punkcie najwyższej wrażliwości przy ca. 1kHz granica ta leży typowo przy 2-3%.
Deklarowane przez wiele firm parametry typu „h < 0.000...001%” przy 0.5 Pmax są więc w istocie kpiną z laika. W gruncie rzeczy taki parametr niczego sensownego o jakości wzmacniacza nie mówi. Zniekształcenia poniżej 1% w zakresie średnich mocy powinny być i są oczywistością. Tak więc producenci „sprzedają” nam w tym punkcie banał jako rewelację.
Ciekawsze jest to, czego nam producenci nie mówią, a nie mówią nam bliżej choćby o zniekształceniach intermodulacji (TIM-distortion) lub prezentują tu znowu punktowe wyniki prowizorycznych testów z pomocą dwóch czystych spektralnie sygnałów sinusoidalnych o znacznie różnych częstotliwościach, np. 200Hz i 5kHz, i amplitudach rzekomo realistycznie reprezentujących spektralny rozkład typowego sygnału audio, a faktycznie dobranych na korzyść producenta.
Produktami intermodulacji, które są uwzględniane są tu wyłącznie sygnały różnicowe i sumowe, t.j. 4.8kHz i 5.2kHz. Faktycznie, że w typowym audio PA powstają również inne kombinacje niż te dwie.
W sygnale muzycznym tonów jest wiele i generalnie nic nie jest typowe, spektralny rozkład zmienia się diametralnie, a na dodatek muzyka składa się bardzo sporadycznie z dwóch statycznych tonów sinus z „aptekarsko” dobranymi amplitudami.
Z punktu widzenia marketingu tak prymitywnie testowane „low TIM distortion” jest chwytliwym trikiem, gdyż niewiele ludzi ma pojęcie o problematyce, czy choćby o analizie spektralnej sygnału etc., ale trzeba uznać, że w przypadku zdecydowanej większości producentów, jeśli nie w ogóle, jest to tylko kolejny chwyt reklamowy .
Dalszy problem leży w tym, że typowe wzmacniacze tranzystorowe produkują sygnały syntetyczne, t.j. takie, których na wejściu nie było i te są w pomiarach TIM z założenia ignorowane. A byłyby to typowo druga, trzecia i nawet piąta harmoniczne obydwu powyższych sygnałów oraz liczne ich kombinacje.
Aby mówić o niskich TIM, należałoby zastąpić banalne dwa tony realistycznym, kompleksowym sygnałem na wzór sampla realnego utworu muzycznego i na tej bazie badać czystość spektralną sygnału wyjściowego.
Należy tu dobitnie podkreślić, że z takiej kombinacji jedynie dwóch sygnałów sinus powstaje w typowym wzmacniaczu PA multum różnych tonów kombinowanych w słyszalnym zakresie, których żadne techniki linearyzacji nie wyeliminują!
W tym punkcie zasada linearyzacji znana z teorii wzmacniacza operacyjnego (WO, opamp) nie funkcjonuje głównie dlatego, że typowy PA pracuje, w odróżnieniu do opampa, przy zdecydowanie silnych sygnałach i to zarówno prądów jak i napięć i z wysoką dynamiką.
W tym zakresie w grę wchodzą limitacje technologiczne jakich nie doświadcza typowy WO w żadnej realnej aplikacji.
Nie wiedzieć czemu, wszelkie rozwiązania audio PA są w esencji bezmyślnie powielanyami rozwiązaniami bazującymi na koncepcie wzmacniacza operacyjnego (Opamp-concept).
Generalnie realizuje się kilka zaledwie odmian jednej i tej samej topologii Opamp, co sprowadza wszystkie takie rozwiązania do jednej klasy – klasy kiepskich wzmacniaczy o super parametrach, wszak parametry wzmacniacza można „parametryzować” poprzez dobór paru tanich elementów RC. W ten sposób nadajemy kiepskiemu wzmacniaczowi dobre parametry.
To, że w topologii Opamp trudno jest zrealizować wiernie odtwarzający wzmacniacz dużego sygnału audio najlepiej wiedzą producenci monolitycznych WO, a więc układów pracujących z bardzo niską mocą wyjściową i amplitudami napięć poniżej 30Vpp.
Mimo to, nikt nie uważa na lekcjach i skutki są takie, że w sortymencie audio PA niezmiennie są oferowane feralne kopiowanki konceptu Opamp, gdze popełniane są ponadto różne elementarne błędy w sztuce.
Dodatkowy aspekt konceptu opamp jest taki, że syntetyczne tony po podaniu do „linearyzacji” na „odwracające” wejście PA nie znajdują tam swojego „źródłowego ekwiwalentu” w postaci sygnału sterującego.
Zakładany (mentalnie) ze szkolnego elementarza inżyniera proces odejmowania sygnałów na wejściu nie ma więc fizycznie miejsca, ma miejsce natomiast faktycznie asymetryczne sterowanie wejścia i efektywnie często nawet przesterowanie wejścia sygnałem syntetycznym.
W ten sposób koncept opamp generuje niekończący się rekurencyjny proces cyrkulacji i generacji nowych syntetycznych dźwięków.
Tak powstałe syntetyczne tło daje „blaszany” dźwięk wzmacniacza.
Wskutek niezrozumienia mechanizmu ktoś kiedyś wymyślił, że szybszy PA (koncept „high slew rate”) pozwoliłby uzyskać poprawę TIM i brzmienia w ogóle. Nic błędniejszego.
W ten sposób otrzymujemy wzmacniacze z pasmem 10Hz...500kHz, które nie potrafią czysto wzmocnić w paśmie 20Hz...20kHz i słono przepłacamy.
W tym punkcie powinno być widoczne, że koncept opamp z jego „high loop gain” jest faktycznie przysłowiowym nożem w plecy dla jakości PA, a po dalszym ulepszeniu inaczej, zachwalana i modna „high slew rate” stanowi często już tylko przysłowiowy gwóźdź do trumny jakości. Mało kto zdaje się to rozumieć, ale wiadomo też, że najprostsze rzeczy trudno czasem wytłumaczyć. Fanatykom „high slew rate” trudno jest cokolwiek wyjaśnić w ogóle, bo traktują ten temat jak dogmat swojej religii, nawet gorzej, gdyż wbrew doświadczeniu.
Ktoś kiedyś odkrył, że tranzystory polowe swoimi charakterystykami bardziej przypominają lampy niż tranzystory bipolarne (BJT), lecz wtedy te tranzystory były bardzo drogie w porównaniu z BJT, więc w komercyjnych układach audio PA rzadko znajdywały one zastosowanie.
Wcześniej produkowane na rynek audiofilski lateralne Power-MOS i Power-JFET porzucono.
W ostatnich czasach, wskutek masowego zastosowania w przemyśle tranzystorów Power-MOS, spadły drastycznie ich ceny, lecz technologie są ulepszane wyłącznie pod kątem optimum w układach impulsowych. Dla układów audio PA takie tranzystory są ciekawą alternatywą pod warunkiem, że ta technologia jest „dozowana z rozsądkiem”, gdyż eliminując wady BJT w stopniach wyjściowych PA wprowadzają one swoje wady. Do głównych należą duże pojemności ładowania bramki (total gate charge) oraz równoczesne przewodzenie tranzystorów wyjściowych w zakresie przechodzenia wyjścia przez zero (mutual cross-over conduction). Jest to również główna przyczyna spektakularnych defektów stopni wyjściowych w sytuacji przesterowania, szczególnie w źle sparametryzowanych układach „high slew rate”, gdzie końcówka potrafi się przegrzać i spalić nawet bez podłączonych głośników, po cichutku.
Obydwa aspekty generują nadmiarowe moce strat i wzrost zniekształceń, harmonicznych i TIM, szczególnie w zakresie wyższych częstotliwości, jeśli topologia i układ nie są przemyślane, a wtedy „plusy ujemne” uzyskane na tym wycinku bilansują się negatywnie z „plusami dodatnimi” uzyskanymi na innym i finalny efekt jest, że wzmacniacz niby powinien wedle założeń grać lepiej, ale nie chce – „musi, ale nie chce”. I zwykle nie może.
Taki jest los masowo obecnie spotykanych układów z końcówkami Power-MOS, które wskutek – znowu – bezmyślnego przenoszenia ukłaów przez analogię do jelenia i kopiowania starych błędów zdegradowały ten rodzaj rozwiązań do klasy „wzmacniaczy do subwoofera”.
Jakie są elementarne rozwiązania?
Zrobić koniec „plusami dodatnimi i plusami ujemnymi”!
Recepta jest trywialnie prosta: wrócić do naturalnej arytmetyki, zepsuć zepsute, czyli ... dwa minusy dają plus. A robimy to tak:
1. Neutralizujemy konceptu opamp (wprowadzamy lokalne sprzężenia kosztem „high open loop gain”).
2. Wymieniamy tranzystory bipolarne z wszystkich stopni napięciowych wzmacniacza na typy MOS.
Wzmacniacz pozostaje tranzystorowy, ale jest on już de facto „mniej tranzystorowy” w brzmieniu.
Aby sprawdzić praktycznie pomysł, dokonałem prostych zmian w swoim starym NAD2030, zarówno w przedwzmacniaczu jak i w PA.
Jest to wzmacniacz na BJT, 2x30W @ RL = 8 Ohm, zasilany z +/- 32V i PA ma układ o tyle nietypowy, że na wejściu jest pojedynczy tranzystor NPN (2SC1400) ze sprzężeniem zwrotnym (feedback loop) zapiętym do emitera. W jego obciążeniu jest źródło prądowe PNP (BC558) i wejście kolejnego stopnia napięciowego PNP (BC556). Ten z kolei jest zapięty przez układ polaryzacji stopnia wyjściowego na klasyczny bootstrap. Wyście (stopień prądowy) jest komplementarne (jakieś Motorola M6551/6554 plus 2N2955/2N3055).
Trzeba powiedzieć, że układowo jest to jedno z lepszych prostych fabrycznych rozwiązań, jakie można spotkać i wzmacniacz zawsze dobrze brzmiał w porównaniu do innych jakie słyszałem.
Po krótkiej analizie schematu zamieniłem w/w tranzystory bipolarne w obydwu stopniach wzmocnienia napięciowego PA na typy D-MOS, odpowiednio VN2406M (N, 240V/1W) i BS208 (P, 240V/0.8W). Użyłem VN2406 bo nie miałem BS108 pod ręką. Zadne zmiany wartości elementów nie były tu konieczne, ale ze względu na fakt, że w obciążeniu pierwszego stopnia nie ma elementu limitującego napięcie (obciążeniem jest źródło prądowe), dołożyłem limiter do bramki drugiego stopnia w postaci szeregowo połączonej 6.2V Zener z popularną 1N4448 (dla zmniejszenia znacznej ekwiwalentnej pojemności parazytowej typowej dla diod Zenera poniżej przebicia).
Układ ruszył bez żadnych niespodzianek.
Dużym plusem wymienionych typów D-MOS w takich modyfikacjach są ich niskie napięcia odcięcia Ugs-th, które leżą typowo w zakresie 1... 2V (max 3V). W dokonanych modyfikacjach polegałem na danych katalogowych z kolumny „typical“, które są najbardziej reprezentatywne dla losowej próbki (zwłaszcza od renomowanych producentów) i nawet nie selekcjonowałem użytych tranzystorów, bo w układzie nie ma żadnych par różnicowych.
Minusem jest konieczność ewentualnego dołożenia diod limitujących napięcie G-S w niektórych układach (maksymalne dopuszczalne wartości Ugs są typowe, +/-20V).
Po przeróbce PA ma pasmo ca. 10Hz...50kHz (3dB), mierzone przy wysterowaniu poziomem dla maksymalnej mocy wyjściowej przed clippingiem @ 1kHz (zmierzone ca. 46Vpp, 33W @ 8 Ohm). Przed przeróbką nie testowałem.
Clipping jest czysty, żadnych przerostów, czy oscylacji, ale przy przesterowaniu na 50kHz końcówka zauważalnie silniej się grzeje. Jest to wina kiepskich parametrów impulsowych typów 2N2955/2N3055, które ewidentnie wchodzą w cross-conduction przy szybkich zboczach (czasy narastania/opadania rzędu paru usec) sygnałów w bazach. Wymiana na szybsze typy z pewnością wywindowałaby ten układ wprost do klasy referencyjnej lub nawet dalej. Układ jest absolutnie rozwojowy - topologia nie limituje górnego pułapu mocy.
W stopniach przedwzmacniacza z korekcją barwy użyłem jako zamienniki typy BS250 i BS170, i zmieniłem jeden rezystor w układzie, by dopasować poziomy DC jakie występują z powodu różnic między napięciami B-E w BJT i Ugs w MOS (jest tu układ galwanicznie sprzężony). Ponadto musiałem wyrzucić kondensator kompensujący 100pF zapięty na B-C jednego wymienianego tranzystora, gdyż układ się wzbudzał przy regulacji barwy (wysokich ustawionych na max) i produkował paczki rzędu kilku MHz z przerwami ca. 6kHz (od przytkania do przytkania). Pozostał tam tranzystor NPN pracujący jako dynamiczne obciążenie drugiego stopnia wzmocnienia.
W całym wzmacniaczu tranzystory bipolarne ostały się tylko w układach wtórników emiterowych i źródeł prądowych lub t.p.
Powstał hybryd łączący obydwie technologie w meritum ich optimum dla audio PA na dzisiejsze czasy. I jest to, jak na złość specjalistom, koncept dokładnie odwrotny, niż ten w obecnie realizowanej kombinacji w audio PA (BJT w stopniach napięciowych, MOS w stopniu prądowym).
Brzmienie poprawiło się słyszalnie już po modyfikacji torów przedwzmacniacza i pierwszego stopnia napięciowego w układzie PA, ale ponieważ zmiany w drugim stopniu napięciowym obydwu kanałów PA przeprowadziłem równocześnie, nie miałem możliwości kolejnych słuchowych porównań między kanałami, jak to robiłem wcześniej. Możliwe też, że barierę rozróżnialności w relatywnie ograniczonych warunkach odsłuchu przekroczyłem już wcześniej.
Brzmienie tego wzmacniacza w porównaniu z typowym bipolarnym najprościej scharakteryzowałbym tak, że barwa dźwięku jest niejako „bardziej miękka“, mimo, że nie brakuje mu „prezencji“ typowej dla markowych wzmacniaczy znacznie większej mocy pracujących na „ćwierć gwizdka“, ponadto w niektórych partiach muzyki wydobywa on instrumenty, czy dźwięki niesłyszalne w innym wzmacniaczu (zwłaszcza te niskotonowe) oraz słabiej akcentuje „wyróżniające się“ dźwięki w zakresie wyższych częstotliwości, ale nie ma w tym zdecydowanie klarownej regularności – jest różnie przy różnych typach muzyki, składzie instrumentów etc.
Wedle mojego rozeznania, większość standardowych rozwiązań układowych na elementach dyskretnych daje się w prosty sposób poddać takiej „kuracji”, a jeśli ktoś potrafi liczyć takie układy, może bez trudności zmodyfikować każdą jedną dyskretną PA. Wskazane jest tu jednak dobre rozeznanie układowe, gdyż jeden fatalny błąd może spowodować zniszczenie stopnia mocy, znaczy ukraść czas i uszczuplić kieszeń.
W najbardziej typowym układzie PA z parą różnicową BJT na wejściu można praktycznie „w ciemno” zmienić niefortunną bipolarną parę tranzystorów na parę D-MOS z odpowiednim typem kanału. Również w typowym kolejnym stopniu napięciowym (po ewentualnym dopasowaniu rezystora bazowego) można BJT zamienić na MOS.
Zachęcam do eksperymentowania ludzi z głową na karku.
Praktyczny przykład:
W dyskutowanym na tym forum „Wzmacniaczu N-Mosfet by Irek”
http://diyaudio.pl/forum/viewtopic.php?t=4854
można np. wymienić „z biegu” obydwie pary różnicowe T6-T7 (MPSA92) i T10-T11 (BC546) na typy BS208 i BS108 odpowiednio, bez dalszych zmian w układzie! Kondensatory 100pF, C4 i C6 można zmniejszyć ze względu na inherentne pojemności złączowe zamienników D-MOS, które czynią to samo.
Zastosowanie pary MOS na wejściu pozwala ponadto zamienić kontrowersyjny w tego typu układach kondensator elektrolityczny C9 na foliowy z pojemnością rzędu 1uF przy proporcjonalnym zwiększeniu rezystorów R25 i R26 i zmniejszeniu przynajmniej o rząd wielkości wartości C8.
Można również zamienić T9 (MPSA92) na BS108.
W przypadku wymiany par różnicowych wskazane jest użycie tranzystorów wyselekcjonowanych pod względem Ugs-th (@ Id = 1mA), bądź przynajmniej z jednego lotu produkcyjnego, np. z jednej rolki (jeśli sprzedawane na taśmie, tape reel); w przeciwnym wypadku mogą wystąpić znaczne napięcia niezrównoważenia, które mogą wymagać zbalansowania, gdyż różnica wartości Ugs-th pierwszej pary (T10/T11) wystąpi w tym układzie wprost na wyjściu jako napięcie DC. Taka różnica może wynieść dla wymienionych typów MOS według not katalogowych 1.5... 2.5V, zależnie od typu.
Dla dobrego brzmienia powinien ponadto być spełniony generalny warunek, by stała czasowa C7x(R24 + R17 || Rin T10) była zawsze najniższa, R25xC9 leżała powyżej tej wartości, a stała czasowa rozładowania kondensatorów zasilacza dla szczytowej mocy wyjściowej była zawsze najwyższa. Jednym słowem wartości ich powinny rosnąć w tym samym trendzie, jak mają się na rysunku pojemności odnośnych kondensatorów, patrząc od wejścia do wyjścia.
Zasadniczo do kompensacji częstotliwościowej dobrze zaprojektowanego układu PA wystarcza jeden kondensator z zakresu pikofaradów i tego faktu żadne tłumaczenia „praktyków” pakujących po kilka kondensatorów o intuicyjnie wybranych wartościach w wielu miejscach, nie zmieniają.
W tym układzie, po modyfikacji, pojemności C4 i C6 należałoby zamienić na jedną, zapiętą pomiędzy kolektory/dreny T10 i T11, która wyznaczałaby projektowany dominujący biegun układu.
Powstaje w ten sposób końcówka praktycznie typu MOS, układ prawie niespotykany i na ogół nieznany.
Ale ...
Jest tylko jedno ale, które stawia pod znakiem zapytania sens takich modyfikacji w tym układzie z „Elektroniki dla wszystkich”. Są to poważne mankamenty natury esencjalnej, zarówno w topologii, jak i w doborze elementów i zainteresowanym jego budowaniem lub kupnem stanowczo odradzam takiego kroku, gdyż nie jest on w stanie spełnić zupełnie pospolitych oczekiwań.
Układ ten, przy całej pomysłowości w wielu detalach, ma typowe wady z „gatunku” innowacji MOS-PA, polegające na braku adekwatnego temperowania psama mocy od strony wejścia przy słabych prądowo stopniach driverów T6/T7. Ponadto, co jest poważnym błędem układowym, T13 pracuje w konfiguracji wspólnego źródła, która jest w układach znacznej mocy niefortunna, nie mówiąc o niesymetrii odpowiedzi impulsowej takiego quasi-komplementarnego wyjścia oraz zbyt niskim paśmie mocy w tym konkretnie układzie i z tymi wartościami elementów, co wyklucza go już na starcie z rodziny akceptowalnych rozwiązań jako standardowy wzmacniacz mocy.
Koncept quasi-komplementarnego, znanego z technologii BJT stopnia wyjściowego w wydaniu MOS jest tu przykładem bezsensownego przenoszenia rozwiązań układowych, na zasadzie „analogii”, powielanki o jakich była mowa wcześniej.
Takie przekalkowanie układów BJT, gdzie robiło to jakiś sens, na technologię MOS jest na wskroś chybionym w każdym względzie pomysłem. Daje to być może oszczędność paru centów na tranzystorze. lecz za cenę rezygnacji z możliwości uzyskania sensownych wartości kluczowych parametrów wzmacniacza.
Pewne mankamenty tego układu można by poprawić wartościami elementów, niemniej nie należy się spodziewać rewelacyjnych efektów przy zachowaniu tego schematu.
Należy dodać, że mankamenty, o jakich tu mowa, można nie tylko usłyszeć, ale również z łatwością zmierzyć, czy też szacunkowo wyliczyć.
Pozdrawiam.
AK
Skomentuj