Wzmacniacze w klasie D?

[mbar]

Pewnie że by było lepiej może za parę lat będzie to możliwe na dzień dzisiejszy nie ma dostępnych takich szybkich tranzystorów.

Tak, dlatego uważam, że jeśli klasa D, to tylko scalaki.

[Zbig]

Dziękuję za pytania i gorąco zachęcam do ich zadawania.
Na niektóre będę odpowiadał od razu - o ile nikt mnie nie ubiegnie :-),
Inne chwilę poczekają na poświęcony im osobny temat.
Na pytanie dlaczego wzmacniacz impulsowy ma dużą sprawność właśnie kończę odpowiedź w stosownym temacie o stopniu mocy - pewnie wrzucę wieczorem
(tematy układam w głowie i przygotowuję sobie wcześniej i potem wrzucam gotowy opis na forum)

[Profesjonalista]

A czy tranzystory kluczujące mogą być bipolarne ? , wady/zalety ?

[Zbig]

Temat 3: Koń jaki jest, każdy widzi

Cały wzmacniacz w klasie D można podzielić na kilka członów, z których każdy spełnia inną funkcję. Na rysunku pokazane są te człony oraz schematycznie podane jakiego rodzaju sygnał jest na jego wejściu oraz na jego wyjściu.

Pierwszym elementem wzmacniacza jest modulator, czyli układ który zamienia sygnał akustyczny na odpowiednio spreparowane impulsy sterujące stopniem mocy.

Drugim elementem jest stopień mocy, którego zadaniem jest „wzmocnienie” impulsów i dostarczenie odpowiedniej mocy (prądu i napięcia), nadal w postaci impulsów, na wyjście.

Trzecim stopniem jest filtr dolnoprzepustowy, który „przerabia” impulsy z powrotem na sygnał akustyczny, ale o dużej mocy. Z formalnego punktu widzenia można by go nazwać demodulatorem, czyli odwrotnością modulatora.

Wydaj mi się, że najlepszym sposobem będzie omówienie układów wzmacniacza klasy D od tyłu, gdyż wyjaśnianie działania niektórych rodzajów modulatora, bez pełnej jasności co do funkcjonowania pozostałych elementów może być nieco utrudnione.

Temat 4 czyli przyjdzie walec i wyrówna.

Jeden ze wcześniejszych tematów zakończyłem krótką dywagacją na temat filtrów wyjściowych. Potrzebne, czy nie potrzebne – oto jest pytanie!
Wspomniałem, że liczy się skutek, a nawet poparłem to przykładem głośnika i bateryjki, która podłączona do niego powodowała wychylenie membrany w jedną stronę.
Ale każdy wie, że membrana głośnika rusza się w obydwie strony. Tak więc lepszym przykładem byłoby bardzo, bardzo szybkie przełączanie biegunów baterii i kabli od głośnika tak, że membrana pozostałaby nie wychylona. Ale czy wtedy skutek byłby zupełnie taki sam jakby bateria w ogóle nie była podłączona? Dla ucha tak, ale dla głośnika niestety nie.
No bo przecież cały czas płynąłby przez cewkę prąd, powodując jej grzanie.
Gdyby wiec wyjście wzmacniacza dużej mody podłączyć bezpośrednio do głośnika, ten mógłby się po prostu spalić od nadmiaru mocy, choć membrana nie wychyliłaby się ani o milimetr. Trzeba wiec koniecznie coś z tym zrobić.
Tu na scenę wchodzi dławik (reżyser – proszę reflektor niżej!)
Gdy do dławika podłączymy napięcie, to zaczyna on przewodzić prąd i zachowuje się jak „Lokomotywa” Tuwima: „Najpierw powoli, jak żółw ociężale” – prąd na początku jest mały i z czasem rośnie, rośnie, rośnie… Gdy odłączymy napięcie (zewrzemy końce dławika), to prąd zacznie maleć, maleć aż do zera, ale nie nastąpi to też natychmiast. Widać to na rysunku.



Im dławik ma większą indukcyjność, tym więcej potrzeba czasu, żeby prąd narósł i również więcej czasu trzeba, żeby zanikł. Albo od drugiej strony – im krótszy czas działania napięcia, tym prąd w dławiku osiągnie mniejszą wartość.
Gdy zaczniemy przełączać biegunowość napięcia na dławiku bardzo szybko, prąd w dławiku nigdy nie osiągnie dużej wartości

I o to własnie chodzi! Na wyjściu wzmacniacza cały czas są impulsy o wysokim napięciu (takim jak napięcie z zasilacza, czyli kilkadziesiąt woltów), ale prąd płynący przez głośnik jest niewielki i nikomu nie przeszkadza.

Gdy teraz będziemy zmieniać długość (czas trwania) impulsów, wówczas wartość prądu płynącego przed dławik również będzie się zmieniać, przypominając już teraz sygnał mowy czy muzyki


W praktyce stosuje się oprócz dławika również dodatkowy kondensator, który dodatkowo „wygładza” i zmniejsza te brzydkie trójkąty. W praktyce filtr wyjściowy wygląda tak:


Znacie to? Oczywiście! Tak wygląda klasyczna zwrotnica do głośnika niskotonowego!
I prawdę mówiąc we wzmacniaczu klasy D robi dokładnie to samo: „wycina” wysokie częstotliwości (tutaj przełączania wzmacniacza - setki kiloherców) a przepuszcza sygnały o niższych częstotliwościach (tutaj w paśmie akustycznym).
Również dzięki temu filtrowi nasze kable do głośnika nie pracują jako anteny nadawcze dla częstotliwości harmonicznych od impulsów przełączania i nie musimy się obawiać wizyty Państwowej Inspekcji Radiowej :-)

Temat 5: Mocy! więcej mocy!

Tutaj będziemy omawiać stopień mocy. Już samo to stwierdzenie pobudza wyobraźnię:
Uderzenie basu aż czuć w piersiach, drżące ściany, sąsiedzi walą w sufit, na radiatorze smażą się jajka… No właśnie, dlaczego na radiatorze od wzmacniacza klasy A lub AB można smażyć jajka, a w klasie „D” nic się nie grzeje?
Trzeba by zajrzeć na lekcję fizyki do klasy szóstej, czy coś koło tego. Tylko kto w XXI wieku chciałby być na lekcji fizyki w szkole??? No to zajrzyjmy do Wikipedii. Znajdziemy tam równanie, które mówi że moc jest to iloczyn prądu i napięcia

P (moc) = U (napięcie) * I (prąd)

Oraz prawo Ohma, które mówi jaki prąd popłynie przez opornik, do którego podłączymy napięcie

I (prąd) = U (napięcie) / R (oporność)

Każdy wzmacniacz „steruje” głośnikiem poprzez jakiś element aktywny – lampę lub tranzystor (bipolarny lub MOSFET), ale zasada pozostaje zawsze taka sama, w uproszczenia tak jak na rysunku. Głośnik jest połączony szeregowo z elementem aktywnym, którego oporność może się zmieniać i dzięki temu zgodnie z prawem Ohma możemy zmieniać prąd płynący przez głośnik.

W układzie jak na rysunku suma napięć na głośniku (Ugł) i tranzystorze jest zawsze równa napięciu zasilającemu (na rysunku 10V), a prąd płynący przez tranzystor jest zawsze równy prądowi płynącemu przez głośnik.

Na rysunku widać jak zmienia się napięcie na tranzystorze (Utr) i głosniku (Ugł), oraz prąd płynący przez głośnik, gdy wzmacniacz jest wysterowany sygnałem akustycznym.
Jak widać im wyższe napięcie na głośniku, tym niższe na tranzystorze – ich suma to zawsze napięcie zasilania. Natomiast prąd płynący przez głośnik (i tranzystor) jest tym większe, im większe jest napięcie na głośniku.
W każdym momencie można policzyć moc jaka się wydziela na tranzystorze i na głośniku.

Na przykład gdy wysterowanie jest 1/2, to prąd płynący przez głośnik wynosi 1,25A (5V/4Ohmy) i moc na głośniku oraz wydzielana na tranzystorze są równe 6W (5V*1,25A)
Gdy wysterowanie jest 1/5, moce są odpowiednio na głośniku 1W i tranzystorze 4W, a przy wysterowaniu 4/5 na głośniku 16W a na tranzystorze 1W.
Jak widać w klasycznym wzmacniaczu na tranzystorach zawsze wydziela się moc czyli ciepło.
Tylko w dwóch przypadkach na tranzystorze nie wydziela się żadna moc:
W punkcie B, gdy tranzystor nie przewodzi,
P=10V * 0A = 0W
Oraz w punkcie A, gdy tranzystor jest zupełnie otwarty i całe napięcie jest na głośniku, a na tranzystorze jest 0V
P = 0V * 2,5A = 0W
I tu dochodzimy do idei wzmacniacza impulsowego, w którym tranzystory wyjściowe albo całkiem są zamknięte (nie przewodzą prądu), albo całkowicie otwarte (nie ma na nich napięcia) i w obydwu przypadkach nie wydziela się na nich ciepło.


To jest oczywiście teoria, bo w praktyce nie jest tak różowo.
A dlaczego? Co najmniej z dwóch powodów:
- Po pierwsze tranzystory nie włączają się „całkowicie” – nawet bardzo dobre MOSFET-y mają jakąś minimalną rezystancję po włączeniu.
Na przykład moje mają 0,08Ohma, niby niewiele, ale jeśli przemnożymy to przez prąd rzędu 10A (na 8 Ohm obciążenia to „tylko” 80W), daje to 0,8V pozostałego napięcia, a przy 10A prądu są to straty rzędu 8W, całkiem sporo.

-Po drugie idealne prostokąciki występują tylko w Photo Shopie, w rzeczywistości tranzystory potrzebują pewnego minimalnego czasu, żeby się włączyć i wyłączyć. Czyli impulsy zamiast prostokącikami są trapezami.

Można zapytać co za różnica: prostokąt czy trapez. Niestety jest. Rzućmy tym razem okiem na konkret, czyli notę katalogową producenta (IRF240)


Co to oznacza? Przez pewien czas, oznaczony jako tr i tf, napięcie na tranzystorze nie jest zero, a płynie przez niego prąd, czyli w tym czasie wydziela się na tranzystorze dodatkowa moc strat (P = U*I). To jest dokładnie to samo, co w ilustracji mocy strat dla wzmacniacza liniowego. Wprawdzie te czasy są rzędu kilkudziesięciu nanosekund, ale w praktyce oznacza to że nie możemy dowolnie wysoko podnieść częstotliwości przełączania tranzystorów, bo każde przełączenie to w konsekwencji pewna określona porcja ciepła wydzielonego na tranzystorze, im więcej tych porcji będzie w jednostce czasu, tym większa moc sumarycznych strat – stracimy wówczas główną zaletę wzmacniacza impulsowego, czyli wysoką sprawność. Cała nadzieja w rozwoju technologii tranzystorów, no bo z drugiej strony im większa częstotliwość kluczowania, tym lepsze może być odwzorowanie sygnału akustycznego przez impulsy, czyli mniejsze zniekształcenia wzmacniacza.
Tu też jest czas na odpowiedź, dlaczego używa się MOSFET-ów, a nie bipolarnych. Po prostu MOSFET-y na tak duże napięcia i prądy są dużo szybsze, więc straty na nich są wielokrotnie mniejsze, a częstotliwości kluczowania są znacznie większe. Szczególnie czas wychodzenia z nasycenia dla tranzystorów bipolarnych jest koszmarnie długi (a pełne włączenie to właśnie wejście w głębokie nasycenie).

---------- Post dodany o 17:16 ---------- Poprzedni post o 17:11 ----------

Tak, dlatego uważam, że jeśli klasa D, to tylko scalaki.

Układy scalone to bardzo efektywne rozwiązanie, bo łączą w jednym "klocku" wiele elementów, których składanie z elementów dyskretnych jest conajmniej upierdliwe. Ponadto w jednej strukturze minimalizujemy połączenia a tym samym zakłócenia. Niemniej same tranzystory MOSFET mogą być prawie tak samo szybkie zarówno zewnętrzne jak i zintegrowane w scalaku. Dlaczego prawie? Indukcyjności nóżek tranzystora mają tu już znaczenie (!)

[irek]

W tym tepie to moze za rok dojdziemy do rzeczywistej koncowki mocy :)

Jak juz kolega tak sie nudzi to moze od razu cos napisze o czasie martwym ktory jest tu czluczowy.

Warto podac podstawowe parametry jakie musi zapewnic filtr wyjsciowy czyli czestotliwosc graniczna, dobroc czy wymagane tlumienie czestotliwosci nosnej.

Na przykład moje mają 0,08Ohma, niby niewiele, ale jeśli przemnożymy to przez prąd rzędu 10A (na 8 Ohm obciążenia to „tylko” 80W), daje to 0,8V pozostałego napięcia, a przy 10A prądu są to straty rzędu 8W, całkiem sporo.

Wazne jest to ze po rozgrzaniu mosfeta do temeratury ok 100stopni rezystancja ta rosnie okolo dwukrotnie a wiec bedzie oznaczac nie 8 ale az 16W.

Osobny temat to spadek napiecia na mosfecie wazny ze wzgledu na dzialanie drivera z bootstrapem. Ten spadek zabiera napiecie zasilania driverowi i nei moze byc za duzy. W scalakach IR z dwupolowkowym pomiarem pradu na rezystancji mosfeta spadek ten nie moze przekroczyc ok 0,5V co jest juz wysrubowanym wymaganiem.

Temat klasy D jest zbyt skomplikowany jak na typowe umysly amatorow z forum, nie wiem czy teoria komukolwiek sie przyda. Raczej gotowy prosty do uruchomienia i montazu uklad a to jest tylko mozliwe w przypadku scalonych koncowek.

---------- Post dodany o 18:40 ---------- Poprzedni post o 18:36 ----------

Indukcyjności nóżek tranzystora mają tu już znaczenie (!)

Wazniejsze jest prowadzenie sciezek na plytce i tu miniaturyzacja pomaga a wiec scalone stopnie koncowe.

Jednak mozliwe jest zrobienie klasy D na popularnych i tanich mosfetach na jednostronnej plytce pracujacego na bardzo duzej czestotliwosci.

[Profesjonalista]

Mi bardzo temat pasuje, omawiany jest bardzo profesjonalnie a nie tak jak na uczelniach że nikt nie wie o co chodzi w tym często sam wykładowca, szczególnie że albo zna się na cyfrówce, albo na mikro kontrolerach albo na tranzystorach.

[Zbig]

Dziękuję za komentarze.

Warto podac podstawowe parametry jakie musi zapewnic filtr wyjsciowy czyli czestotliwosc graniczna, dobroc czy wymagane tlumienie czestotliwosci nosnej.

Spróbuję podjąć rękawicę, ale to dopiero jak dojdziemy do konkretnych układów.

W scalakach IR z dwupolowkowym pomiarem pradu na rezystancji mosfeta spadek ten nie moze przekroczyc ok 0,5V co jest juz wysrubowanym wymaganiem.

Nie wiem który dokładnie masz na myśli, ale np. IR2092 obydwa napiecia ustawia się dzielnikami napięcia w dużo szerszym zakresie.

No to lecimy dalej!

Temat 6: Dead time, czyli umarł Jasiek, umarł i leży na desce...

Czas martwy. Tak, to bardzo ważny temat w układach impulsowych. Nie tylko we wzmacniaczach klasy „D”, również w przetwornicach czy sterownikach silników. Ogólnie wszędzie tam, gdzie dwa tranzystory pracują naprzemiennie, w tak zwanym układzie mostkowym (lub raczej pól mostkowym), czyli mniej więcej w takim:



Dwa tranzystory, dwa napięcia zasilania, obciążenie – czyli klasyczny układ.
Prąd może płynąć przez jeden tranzystor i obciążenie, w układzie impulsowym jest to mniej więcej równoważne temu, że jeden MOSFET to praktycznie zwarcie, a drugi rozwarcie, tak jakby użyć zwykłych przełączników elektrycznych.



Albo gdy górny wyłączymy, a dolny włączymy, to prąd popłynie w drugim obwodzie, ale popłynie przez obciążenie w przeciwnym kierunku:



Oczywiście obydwa tranzystory mogą być wyłączone, wówczas prąd nigdzie nie płynie. To trywialny przypadek, więc się nim nie zajmujmy.
Istnieje jeszcze czwarty przypadek, gdy przewodzą naraz obydwa mosfety:


mamy tu klasyczne zwarcie, w którym niekontrolowany prąd o bardzo dużym natężeniu niszczy najsłabszy element układu: bezpiecznik, tranzystory, zasilacz, ścieżki… Bardzo niefajna sytuacja, którą pewnie niektórzy mieli okazję poczuć na własnej skórze (lub kieszeni :( ).
Słyszę już „Ale od czego jest układ sterujący, który nie powinien do tego dopuścić! Wystarczy podać na bramki tranzystorów napięcia sterujące odwrócone w fazie i nigdy naraz obydwa tranzystory nie będą włączone!”.
Czyli coś takiego:


W idealnym świecie zadziałałoby idealnie, a w rzeczywistości tranzystory nie potrafią się natychmiast włączyć i natychmiast wyłączyć. Pewnie pamiętacie z poprzedniego tematu trapezowy wykres włączania i wyłączania tranzystora? Przy takim sterowaniu te zbocza się na siebie nałożą i tranzystory będą razem przewodzić. Tak naprawdę oprócz samego nachylenia jest jeszcze opóźnienie włączania i wyłączania w stosunku do napięcia bramki, pięknie zilustrowane jest w nocie katalogowej dowolnego MOSFET-a:


Tu widać dokładnie, że oprócz samego nachylenia zboczy, odpowiedź „wyjścia” tranzystora jest opóźniona w stosunku do jego „wejścia” o pewien całkiem spory czas, oznaczony jako „td(ON)” – opóźnienie właczania oraz td(OFF) – opóźnienie wyłączania. Te czasy niestety nie są sobie równe,
Dla IRF 530 włączanie jest po czasie 12 ns (nanosekundach), a wyłączenie po czasie 25 ns. Czyli gdyby je zasilić sygnałem jak na poprzednim rysunku, to przez około 13 ns przewodziłyby razem prąd, praktycznie pracując na zwarciu. Brrr.
Aby tego uniknąć, układ sterowania MOSFET-ów musi uwzględniać te czasy opóźnienia w podczas generowania sygnałów na bramki tranzystorów, czyli najpierw wyłączyć napięcie na bramce MOSFET-a który właśnie przewodzi, odczekać czas niezbędny na jego wyłączenie (to jest właśnie ten magiczny dead-time), a dopiero po chwili włączyć napięcie na drugim MOSFET-cie. I tak za każdym przełączeniem. Ilustruje to rysunek.



No i odarłem z całej magii kolejny kawałek elektroniki. Mam nadzieję, że mi to wybaczycie :)
Właściwie jest tu miejsce na schemat takiego układu, więc podam ten, który zastosowałem w swoim wzmacniaczu - wykorzystuje jeden układ scalony z serii 74HC132, czyli poczwórną dwuwejściową bramkę NAND.
-to jeden z prostszych układów cyfrowych, tyle że z bardzo szybkiej serii.



Czas martwy jest zależny od stałej czasowej RC i może być regulowany jednym potencjometrem dla obydwu punktów przełączania MOSFET-ów. Zasada działania jest prosta: ładowanie/rozładowanie przez diody dla jednego zbocza (dla wyłączania MOSFET-a) jest dużym prądem i bardzo szybkie, a dla drugiego małm pradem przez opornik i wolniejsze. Przerzutniki schmitta na wejściach bramek zabezpieczają przed przypadkowymi impulsami w stanach nieustalonych.

---------- Post dodany o 14:59 ---------- Poprzedni post o 22:15 ----------

Temat 7: Modulator, czyli zamienił stryjek siekierkę na kijek

Stopień mocy w ogólnych zarysach już omówiliśmy, przynajmniej na tyle, żeby zrozumieć działanie różnych rodzajów modulatora, czyli urządzenia które zamienia sygnał wejściowy na impulsy sterujące stopniem mocy. Właśnie rodzaj modulatora w głównym stopniu określa typ wzmacniacza w klasie „D”
Ja znam następujące, praktycznie wykorzystywane rodzaje:
- UcD (Universal class D) – najprostszy i chyba pierwszy historycznie układ, można by go nazwać samooscylującym układem nadążnym.

- Sigma-Delta (lub Delta-Sigma, spór do dziś nie jest rozstrzygnięty :) ) - z nazwy wykorzystujący ideę jednobitowego przetwornika ADC, choć tak naprawdę jak mówią filmowcy tylko „oparty na motywach”. brzmi groźnie, jednak w praktyce schemat może być bardzo podobny do UcD :).

- PWM (Pulse Width Modulation), czyli działający na zasadzie porównania sygnału akustycznego z sygnałem trójkątnym (lub piłokształtnym) – najbardziej „modelowy” układ z racji najprostszego graficznego „wytłumaczenia” idei działania, choć wcale nie najprostszy w implementacji :(

- DSP (Digital Signal Processing) – układ wykorzystujący specjalizowany mikroprocesor z odpowiednimi przetwornikami do obróbki dźwięku.

Oprócz tego mogą pewnie mogą być inne bardziej egzotyczne topologie, lub pewne modyfikacje tych podanych wcześniej układów, ale nie planuję się nimi zajmować. Również nie będę się zajmował DSP, bo weszlibyśmy bardziej w programowanie niż lutowanie układów. Tak więc pozostały na placu boju 3 najbardziej popularne topologie: UcD, PWM i D-S.
Obrazki ładnie wyglądają (sam je malowałem :) ), ale pewnie niewiele z nich sensownego dla Was wynika. Dlatego w następnych odcinkach każdą z tych trzech topologii objaśnię krok po kroku jak dokładnie ona działa, oraz spróbuję to zilustrować praktycznymi przykładami.

---------- Post dodany o 19:37 ---------- Poprzedni post o 14:59 ----------

Temat 8: PWM czyli geometria dla audiofili

Zacznę od najbardziej „szkolnej” topologi wzmacniacza w klasie D, czyli PWM – ta konfiguracja jest nawet na obrazku w Wikipedii. Ale nie będę Was tam odsyłał, tylko sam coś na ten temat wysmażę.
Skorzystam z obrazka, zapożyczonego ze strony www.dodes.com. Jest bardzo ładny, ale ma jeden błąd, więc pozwoliłem go sobie poprawić. Mam nadzieję, że autorzy (i właściciele) nie będą mieć do mnie pretensji, za wklejenie go do tego opisu.

Sercem modulatora PWM jest komparator, który de facto jest wzmacniaczem różnicowym o dużej szybkości i bardzo dużym wzmocnieniu. Pracuje bez sprzężenia zwrotnego, i na jego wyjściu praktycznie mogą być tylko dwa stany:

-wysokie napięcie, gdy na wejściu (+) jest wyższy potencjał niż na wejściu (-)

-niskie napięcie, gdy na wejściu (+) jest niższy potencjał niż na wejściu (-)

Na ilustracji do wejścia (-) podany jest sygnał wejściowy audio, a do wejścia (+) sygnał trójkątny z generatora, o bardzo wysokiej częstotliwości, takiej z jaką ma pracować cały wzmacniacz, czyli setki kiloherców . Te dwa napięcia są ciągle „porównywane” ze sobą i w zależności od tego które z nich w danej chwili jest wyższe, na wyjściu komparatora jest albo niski, albo wysoki poziom. A zbocza tego sygnału na wyjściu wypadają dokładnie tam, gdzie te dwa napięcia się „krzyżują” (przerywane linie na rysunku). Czyli mamy już to, czego potrzebujemy: zmiana napięcia wejściowego powoduje zmianę wypełnienia impulsów na wyjściu wzmacniacza, które wystarczy podłączyć do stopnia mocy i mamy gotowy wzmacniacz!
I tak rzeczywiście jest, ale w praktyce nie bylibyśmy zbyt zadowoleni z pracy takiego wzmacniacza. Dlaczego? Z co najmniej dwóch powodów:

-Po pierwsze do uzyskania małych zniekształceń musielibyśmy mieć generator o bardzo dużej liniowości, bo od niej wprost zależy liniowość wzmacniacza (jego zniekształcenia). Nawet scalone generatory sygnałowe, np. ICL8038 mają przy tych częstotliwościach nieliniowość trójkąta powyżej 1%
-Po drugie wzmacniacz przenosiłby wprost na głośnik wszystkie pulsacje i zakłócenia z linii zasilania!

Tu oczywiście potrzebne jak najbardziej na miejscu słów kilka wyjaśnienia dla tego drugiego stwierdzenia. Będzie do tego potrzebna odrobina matematyki, na szczęście zakres szkoły podstawowej. Musimy wyznaczyć średnią wartość napięcia na wyjściu stopnia mocy, w funkcji długości impulsów i napięcia zasilającego wzmacniacz. Przypomnijmy sobie kształt impulsów na wyjściu wzmacniacza, dla uproszczenia zanalizujemy jeden cykl:


Wartość średnia takiego impulsu napięcia zależy zarówno od napięcia zasilania, jak też i czasu trwania impulsów:
Usr = (Vp*tp + Vm*tm) / (tp + tm)
Gdzie:
Vp to dodatnie napięcie zasilania,
Vm to ujemne napięcie zasilania,
tp to czas trwania dodatniego impulsu
tm to czas trwania ujemnego impulsu
Załóżmy, że napięcia zasilania (+) i (-) są równe: Vp = -Vm = V, ale na Vp występuje pulsacja i zakłócenia o wartości Vzp, a na Vm występuje pulsacja i zakłócenia o wartości Vzm. Szerokości obydwu impulsów są sobie równe (do wzmacniacza nie podłączono sygnału) czyli tp = tm = t
Wartość średnia na wyjściu będzie równa:

Usr = (( V+Vzp)*t + (-V+Vzm)*t) / 2*t
Po skróceniu wzoru otrzymamy:
Usr = (Vzp + Vzm) / 2

Czyli średnia wartość pulsacji i zakłóceń na wyjściu wzmacniacza to połowa sumy pulsacji i zakłóceń zasilania! Katastrofa! Wiemy doskonale że napięcie po transformatorze i prostowniku, nawet z niezłą baterią kondensatorów do stałej wartości ma daleko. Co więc robią rzeczywiste wzmacniacze oparte na tej zasadzie? Na szczęście odpowiedź jest prosta, i minimalizująca od razu obydwa podniesione przeze mnie problemy. Jest to ujemne sprzężenie zwrotne, dokładnie takie samo jak w klasycznym wzmacniaczu liniowym.
Ogólnie problem oddziaływania pulsacji zasilania bezpośrednio na wartość średnią napięcia na wyjściu dotyczy każdej topologii wzmacniacza (de facto jest właściwością stopnia mocy a nie modulatora), ale topologie UcD oraz S-D kompensują to niejako z samej swojej zasady działania, a tylko DSP wymaga takiego samego dodatkowego sprzężenia zwrotnego jak PWM.
Doświadczyłem boleśnie tego problemu konstruując swój własny wzmacniacz PWM. Wszystko chodziło w miarę nieźle, dopóki zasilałem go ze stabilizowanego zasilacza laboratoryjnego. Podłączenie go do trafa z prostownikiem objawiło się paskudnym buczeniem i zakłóceniami.
Ostatecznie odpuściłem sobie kończenie wersji PWM i zbudowałem S-D, który był wolny od tej przypadłości.

p.s. Ciekawe jak długo mechanizm forum będzie sklejał kolejne moje posty, zapowiada się baaaaardzo długi wątek :) Cała nadzieja w Was, że będziecie komentować kolejne części mojej odpowiedzi i w ten sposób temat ładnie się podzieli..

[Profesjonalista]

Tej matematyki to nie rozumie do końca ale to że wypełniając impulsy do niemal 100% u zasilania - wiadomo będzie buczeć bo zasilimy głośnik niemal bezpośrednio z zasilacza a tam tętnienia nawet kilka voltów przy obciążeniu głośnikiem. podobny problem miałem z klasie A ale tam łatwiej z tym walczyć i prądy niższe choć dłuuugo trwające.

A wiec tak rozumiem że bęzie potrzeba zdobycia najszybszego wzmacniacza operacyjnego ?.

[irek]

Nie wiem który dokładnie masz na myśli, ale np. IR2092 obydwa napiecia ustawia się dzielnikami napięcia w dużo szerszym zakresie.

>0,5V zaczyna przewodzic wsteczna dioda dlatego i nici z ukladu detektora pradu.

Czas martwy nie tylko uwzglednia czas wlaczenie/wylaczenia mosfetow ale rowniez czas propagacji drivera. Czas wlaczenia/wylaczenia nie musza byc rowne dlatego ja stosuje podwujna regulacje dla zbocza narastajacego i opadajacego. Regulacje czasu martwego mozemy porownac do regulacji pradu spoczynkowego we wzmacniaczu liniowym. Za duzy czas martwy powoduje powstanie paskudnych znieksztalcen i metalicznego dzwieku. Firmowe wzmacniacze i uklady sa tak projektowane ze czas martwy jest dobrany do konkretncyh mosfetow i w zasadzie nie bywa regulowany. A to po to zeby obnizyc koszty produkcji, niestety potem naprawa takiego wzmacniacza jest bardzo trudna bo trzeba zastosowac identyczne mosfety.

To co kolega pokazuje to sa obsolutne podstawy podstaw ktore mozna znalezc wszedzie. Niestety nie maja one wiele wspolnego z rzeczywistym wzmacniaczem, ktory musi miec chocby ogranicznik wspolczynnika wypelnienia, zabezpieczenia pradowe i sprzezenie zwrotne. A diabel tkwi w szczegolach, jest to tak trudne ze tylko kilka firm na swiecie zaprojektowalo takie wzmacnaicze. Obecnie uzywa sie podwujnego sprzezenia zwrotnego ktore jako pierwszy rozpowszechnil bang&Olufsen i to jego wzmacniacze zagarnely caly rynek.
Duzo ludzi do mnie pisze ze sami chcieliby skonstruowac wzmacniacz w klasie D a jedyne co wiedza to to ze musi byc generator trojkata i komparator, tak na prawde nie wiedza nic bo juz malo kto stosuje klasyczne teoretyczne topologie ukladowe.

To jest temat na cala ksiazke a nie na kilka postow na forum a i tak nie wiedze sensu amatorskiej klasy D. Jak na razie mozna zauwazyc zbiorowe zamowienia na gotowe scalaki i plytki. Malo kto potrafi zaprojektowac prosty wzmacniacz liniowy wiec o klasie D mozna zapomniec.

Ale jak kolega sie nudzi to niech pisze dalej, moze komus sie przyda.

ale to że wypełniając impulsy do niemal 100% u zasilania - wiadomo będzie buczeć bo zasilimy głośnik niemal bezpośrednio z zasilacza

Bedzie tez buczec na kazdym innym wspolczynniku wypelnienia bo wzmacniacz w klasie D ma praktycznie zerowe tlumienie zaklocen zasilania. Dlatego potrzebne jest sprzezenie zwrotne. Uklady mostkowe maja tu pewna przewage. A jeszcze trzeba poruszyc temat BUS PUMP.

A wiec tak rozumiem że bęzie potrzeba zdobycia najszybszego wzmacniacza operacyjnego ?.

Albo komparatora, mozna posluzyc sie tez innymi ukladami, Pierwsza klasa D UcD philipsa jest wzmacniaczem operacyjnym/komparatorem na tranzystorach.

[Zbig]

Tej matematyki to nie rozumie ... ale to że wypełniając impulsy do niemal 100% u zasilania - wiadomo będzie buczeć bo zasilimy głośnik niemal bezpośrednio z zasilacza

No to już jesteś w domu. Przy wypełnieniu 50% przez połowę czasu głośnik jest zasilany z + zasilania, a przez drugie pół z minusa. No a przecież dla dławika wyjściowego częstotliwości pulsacji i zakłóceń są na tyle niskie, ze przechodzą praktycznie bez tłumienia, tylko są "poszatkowane" częstotliwością kluczowania.

>0,5V zaczyna przewodzic wsteczna dioda dlatego i nici z ukladu detektora pradu

To podaj jakiego symbolu IR-a unikać, bo IMO pomiar spadku napięcia przy przewodzeniu prądu "wstecznie" to lekka paranoja, bo przecież w ten sposób mierzymy tylko szczytowy i zanikający prąd przeciwnej gałęzi mostka już po jego przełączeniu, czyli chyba za późno?

Czas martwy ... uwzglednia ... rowniez czas propagacji drivera.

Z tym się nie zgodzę - natomiast może kompensować różnice czasu propagacji dla dołu i góry, czyli tzw delay matching.

Ale jak kolega sie nudzi to niech pisze dalej

Czyżbym wyczuwał nutkę niechęci?

Pierwsza klasa D UcD philipsa jest wzmacniaczem operacyjnym/komparatorem na tranzystorach.

To bardzo dobra ilustracja do tego, co napiszę w kolejnym odcinku, czyli o topologii UcD.

[Profesjonalista]

No to rozumiem, chodzi o to że głośnik po przez dławik w.cz. zasilany jest np. szybkim 300khz kluczowaniem 50 na 50% wiec średnio nic niby nie dostaje ale napięcie zasilania moduluje ten wysokoczęstotliwościwy sygnał swoim 100hz a to słychać.

[mbar]

Cytat Napisał irek Zobacz post
Ale jak kolega sie nudzi to niech pisze dalej
Czyżbym wyczuwał nutkę niechęci?

Raczej realizmu.

[Zbig]

Temat 9: UcD, czyli klasa D przez przypadek :)

Wzmacniacze impulsowe w topologii UcD (Universal class D), to jak dla mnie najciekawsze układy. A dlaczego? Bo na pierwszy rzut oka wyglądają jak zwykłe wzmacniacze w klasie B. Mam nawet swoją teorię, że pierwszy UcD powstał przypadkiem, być może podczas konstruowania aktywnej zwrotnicy, ktoś po prostu wpiął opornik sprzężenia zwrotnego zamiast przed, to za dławik zwrotnicy. Układ zagrał jak trzeba, ale ku zdumieniu konstruktora grzał się dużo mniej niż powinien. Skąd takie coś przychodzi mi do głowy?
Spójrzcie na schemat wzmacniacza Philipsa, o którym wspominał Irek:

http://www.datasheetdir.com/UM10155+...ower-Amplifier

Czyż nie wygląda prawie jak zwyczajny N-MOSFET w klasie B? Ale o tym, czy można zwyczajny wzmacniacz w klasie B przerobić na UcD napiszę na sam koniec. Teraz zajmijmy się odpowiedzią na pytanie „jak to działa” Poniżej jeszcze raz układ blokowy takiego wzmacniacza, tym razem w trochę przyjaźniejszej symbolice.

Na wejściu jest komparator, czyli de facto bardzo szybki wzmacniacz operacyjny o dużym wzmocnieniu. Za nim stopnień mocy, filtr wyjściowy i oporniki sprzężenia zwrotnego. (tak naprawdę, gdybyśmy chcieli zrobić wzmacniacz słuchawkowy, to obyłoby się bez stopnia mocy – wyjście komparatora od razu na dławik :) )
A teraz popatrzmy na wykresy przebiegów w takim wzmacniaczu:

Są tu 3 części, dla różnych poziomów sygnału wejściowego i odpowiadającym im przebiegom we wzmacniaczu. Jak pamiętacie na wyjściu komparatora są tylko dwie wartości napięcia (dwa stany), zależne od tego, n którym wejściu jest wyższy potencjał.
Ciemna zielona linia to sygnał wejściowy wzmacniacza (na wejściu (+) komparatora, fioletowa to sygnał wyjściowy, ale po dzielniku napięcia, czyli na wejściu (-) komparatora. Brązowy to sygnał wyjściowy komparatora, a czarny na wyjściu stopnia mocy.
Zacznijmy analizę zachowania naszego wzmacniacza miejsca oznaczonego „A” (pierwsza zielona linia).
Mamy tutaj sytuacje, gdy napięcie wyjściowe jest odrobinę większe niż wejściowe, a więc na wyjściu komparatora jest stan niski i tym samym na wyjściu stopnia mocy mamy ujemne napięcie. Oczywiście powoduje to, ze na wyjściu filtra spada napięcie (nie natychmiast – pamiętacie, że prąd dławika narasta powoli).

Po pewnym czasie spadające napięcie po filtrze (i po dzielniku sprzężenia) zrówna się z napięciem wejściowym i stanie się od niego mniejsze (to punkt B) W tym momencie komparator zmieni swój stan na przeciwny (wysoki), co spowoduje również zmianę napięcia na wyjściu stopnia mocy. Ale nie natychmiast! Pamiętacie, że tranzystory wyjściowe mają pewne opóźnienie z którym reagują, do tego wprowadziliśmy czas martwy. To wszystko spowoduje, że wyjście stopnia mocy zmieni stan z opóźnieniem, czyli w punkcie „C”.
W tym punkcie napięcie wyjściowe jest już trochę poniżej wejściowego, ale od tego punktu zaczyna rosnąć. Po pewnym czasie osiągnie i przekroczy (po dzielniku sprzężenia) wartość napięcia wejściowego (punkt „D”) i komparator zmieni znów swój stan na niski. Ale stopień mocy nie zareaguje od razu, ale z pewnym opóźnieniem i zmieni napięcie na wyjściu dopiero po pewnym czasie, czyli w punkcie „E”. Ale to opóźnienie spowodowało, że napięcie na wyjściu trochę urosło i jest teraz powyżej napięcia wejściowego, ale od tego miejsca zaczyna spadać.

Tak naprawdę wróciliśmy do punktu „A”. Można powiedzieć, że wzmacniacz UcD cały czas próbuje zrównać napięcie wyjściowe (po dzielniku sprzężenia zwrotnego) z napięciem wejściowym, ale nigdy mu się to nie udaje i cały czas oscyluje wokół tej wartości. Przy odpowiednio dużej częstotliwość oscylacji i dobrym filtrze wyjściowy, te „przerzuty” są odpowiednio małe i średnia wartość po filtrze odpowiada całkiem przyzwoicie sygnałowi wejściowemu. Analiza środkowej i prawej części jest taka sama jak lewej, więc zostawię ją Wam, żeby nie przedłużać.
Warto zwrócić uwagę, że o ile we wzmacniaczu PWM częstotliwość impulsów we wzmacniaczu jest stała, taka jak generatora „trójkąta”, to tutaj częstotliwość zmienia się – widzicie że w środkowej części (dla zera na wejściu) impulsy są wyraźnie „gęściej” (wyższa częstotliwość) niż gdy napięcie wejściowe jest dodanie lub ujemne. To bardzo ważna cecha tego rodzaju topologii, im większy sygnał tym mniejsza częstotliwość oscylacji. W ekstremalnym przypadku ta częstotliwość mogłaby spaść nawet do wartości słyszalnych dla ucha! To taki ciekawy efekt uboczny przesterowania wzmacniacza.
Natomiast ta topologia jest wolna od innej przypadłości, o której wspominał Irek – czyli problemów ze zbyt „wąskimi” impulsami, które są mniejsze od czasów przełączania stopnia mocy i które mogą powodować przykre konsekwencje w zachowaniu wzmacniacza podczas przesterowania (taka przypadłość jest typowa dla topologii PWM). Minimalna szerokość impulsów wzmacniacza jest z samej zasady działania zdeterminowana przez czas propagacji i nigdy nie będzie od niego mniejsza. Warto zwrócić uwagę, że największa częstotliwość oscylacji takiego wzmacniacza to odwrotność poczwórnej wartości czasu propagacji całego toru.

P.s. Na czas propagacji składa się również czas propagacji komparatora – w praktyce wyjście komparatora zmienia swój stan również z pewnym opóźnieniem (nikt nie jest idealny).

No i na koniec odpowiedź na pytanie, czy można zrobić UcD ze zwykłego wzmacniacza w klasie B?
Można, ale lepiej nie róbcie tego ze swoim wzmacniaczem, bo może tego nie wytrzymać. No chyba, że zrobiliście wzmacniacz według mojego projektu (MOSFET by Zbig), w jego opisie wspomniałem, że jest bardzo szybki. Jest wystarczająco szybki, żeby zrobić z nim taki eksperyment. Prawde mówiac zrobiłem z nim taki eksperyment :) – wystarczy wrzucić na wyjście dławik (taki od zasilacza od PC-ta) i kondensator 0.47uF, oraz przepiąć opornik sprzężenia zwrotnego z wyjścia wzmacniacza, na wyjście dławika. Oczywiście głośnik przypinamy po dławiku (do kondensatora). Gra całkiem sympatycznie :) na zdjęciu poniżej oscylogramy z wyjścia wzmacniacza. Widać nałożone na siebie kolejne przebiegi dla różnego wypełnienia impulsów – to właśnie modulacja szerokości impulsów wzmacniacza.

A więc Irku – rok się jeszcze nie skończył, a już mamy pierwszy działający układ :)

[Profesjonalista]

A co wpływa na częstotliwość oscylacji ?

[Zbig]

A co wpływa na częstotliwość oscylacji ?

Najprościej mówiąc częstotliwość swobodnych oscylacji określa całkowite opóźnienie sygnału w torze wzmacniacza. W praktyce na szybkość oscylacji wpływają:
-parametry komparatora (głównie szybkość)
-opóźnienie stopnia mocy (drivery, mosfety, dodatkowa logika)
-Parametry filtra wyjściowego
A w przypadku przerobionego "MOSFET by Zbig" głównym ograniczeniem maksymalnej częstotliwości oscylacji jest długi czas ładowania bramek przez relatywnie małe prądy stopnia sterującego. Dlatego ten mój eksperyment to zdecydowanie "proof of concept", a nie gotowy układ do powielenia.

[Profesjonalista]

Ale załóżmy że układ całego wzmacniacza jest szybki nieskończenie to układ LC na końcu stworzy układ rezonansowy i wyznaczy f pracy ?

[irek]

IRS2092 czy IRS20124 maja dwukierunkowy pomiar pradu na rezystancji wlaczonego mosfeta.

Z tym się nie zgodzę - natomiast może kompensować różnice czasu propagacji dla dołu i góry, czyli tzw delay matching.

Uwzglednia szybkosci calego toru ''cyfrowego'' i jest ona duzo wolniejsza od szybkosci samych mosfetow.

---------- Post dodany o 21:14 ---------- Poprzedni post o 21:03 ----------

ystarczy wrzucić na wyjście dławik (taki od zasilacza od PC-ta)

Akurat dlawiki ze sproszkowanego zelaza nie nadaja sie do wzmacniaczy klasy D! Grzeja sie potwornie a jeden rozgrzal mi sie tak bardzo ze stopila sie na nim warstwa lakieru. Potrzebne sa specjalne trudnodostepne i drogie rdzenie co stanowi kolejna problem.

A więc Irku – rok się jeszcze nie skończył, a już mamy pierwszy działający układ

Raczej prototyp ktory sie tylko uruchomil, ciekawe jak dlugo by pogral i czy wogole by gral.

[Zbig]

Wzmacniacze "D" pracują powyżej częstotliwości rezonansowej filtra, to nie ona określa częstotliwość samooscylacji.
Obawiam się, że idealny układ oscylowałby na nieskończonej częstotliwości :-) Z analizy układu wynika, że im mniejsze opóźnienie, tym wyższa częstotliwość. A dla idealnego układu malejące z częstotliwością "ripple" na wyjściu nie ma przecież znaczenia.
Zarówno dla UcD jak i S-D opóźnienie układu jest wręcz pożądane.

Irku, prototyp zagrał całkiem przyzwoicie, nie grzał się i nic nie sugerowało jego szybkiego zgonu. Ale jak wcześniej napisałem to tylko "proof of concept" i zupełnie nie nadaje się do praktycznego użycia. Szczególnie nie polecałbym takiej próby dla wzmacniaczy bipolarnych - wspomniany przez Ciebie Bus Pumping zabiłby tranzystory końcowe.
Tak masz absolutną rację, że proszkowe rdzenie maja zbyt duże straty do praktycznego użycia.
Natomiast co do dwukierunkowego pomiaru prądu, to proponuję poczytać notę aplikcyjną
http://www.irf.com/technical-info/appnotes/an-1138.pdf

[irek]

UcD to ciekawa technika i dosc prosta, jak sie patrzy na schemat. Jednak trudna do tuningu, drivery mosfetow sa beznadziejnie wolne ze az dziwi ze to dziala i mosfety nie pojda od razu z dymem. Klopotliwe jest zastosowanie mocniejszych mosfetow. Czas martwy jest wszyty w uklad i nie latwo go zmienic. UcD to prosty ale skonczony uklad. Nieokreslona czestotliwosc pracy uniemozliwia laczenie dwoch koncowek w mostek no i nie ma zabezpieczen pradowych.

---------- Post dodany o 21:23 ---------- Poprzedni post o 21:20 ----------

Zarówno dla UcD jak i S-D opóźnienie układu jest wręcz pożądane.

Dlatego jest ono czesto dodatkowo wprowadzane i to z regulacja aby zapanawac na czestotliwoscia pracy.

Jednak ciekawszy problem to kompensacja czestotliwosciowa bo powyzej czestotliwosci granicznej filtru spzrezenie zwrotne nie powinno juz dzialac. A wiec glebokosc sprzerzenia zwrotnego na koncu pasma jest juz praktycznie zerowa.

[Zbig]

Zawsze można zrobić zabezpieczenie jak w tym Philipsie, tylko driver musi być zasilony większym napięciem, żeby skompensować te ekstra 0,6V na oporniku.
Łączenie w mostek to temat sam w sobie, ale IR zrobił to dla swojego kontrolera sigma-delta. Tak, w driverach nie ma dla klasy D dużego wyboru... Ale jest kilka ciekawych IR i do tego całkiem szybkich.