Wzmacniacze w klasie D?

[raven1985]

Wyszło przyzwoicie na pewno porządna płytka sporo zmieni. Zamówiłem te drivery i tranzystory z TME mam też jakieś HIP-y wyciągnięte z potężnego zasilacza do serwerowych PC (1.5KW) diabelnie szybkie ( w porównaniu do tych IR ale nigdzie nie dostępne i w miniaturowej obudowie SMD).
Zapikowałem (w symulatorze) dodatkowe nfb z wyjścia jetem bardzo ciekawy czy to będzie stabilne w praktyce.

---------- Post dodany o 13:31 ---------- Poprzedni post o 12:02 ----------

Zaaplikowałem :) ...

[Zbig]

W takim razie wrzucam schemat tego mostka. Na razie na szybko bez wartości elementów, ale jako schemat poglądowy się nada.
Można zobaczyć jaka jest mój pomysł na zintegrowany mostek i równoczesne sprzężenie zwrotne z obydwu gałęzi mostka, oraz jaki ostatecznie jest integrator na tranzystorach. Ten układ działa, zasilany z +/- 24V - dwóch uniwersalnych zasilaczy 120W do laptopów z Allegro (2x 67zł :) ). Daje 100W na 8 Ohm (sprawdzone - aż uszy bolą, tranzystory lekko ciepłe), i o ile nie odstrzelą tranzystory końcowe powinien dać 200W na 4 Ohm.
Jeśli jesteście ciekawi jak on działa, to mogę rozwinąć opis.

[raven1985]

Zaskoczyłeś mnie tym mykiem z ze sprzężeniem zwrotnym :) Pomysłowe. A ja chciałem wkładać wzmacniacz operacyjny CFA.
O coś maiłem się zapytać ale zapomniałem o co :)

Opis na pewno dla wielu będzie pomocny bo układ typowo nietypowy :)

[bawolek]

oczywiscie ze znajdą się chetni na szerszy opis np ja
juz wczesniej pisałem ze twoje watki czytam jak dobry kryminał ;p

[Profesjonalista]

Ja też bym przyjął opis w wersji dość skrupulatnej:)

[Jacek Zieliński]

Witam,

przeglądałem sieć w poszukiwaniu pewnego schematu i trafiłem tu:

http://www.schematicsforfree.com/arc...IFIERS-CLASS-D

Nie wiem, może znajdziecie tu coś przydatnego dla tego wątku.

Pozdrawiam,
Jacek Zieliński

[suszi]

a co byś powiedział na projekt "samplowego" wzmacniacza np. od Texas Instruments?

[raven1985]

Za droga zabawka.

[suszi]

dlaczego? sample są za free
trzeba zamawiać do pracy, podając adres firmy i nie w hurtowej ilości
niestety przez "kolegów sprytnych" z allegro inaczej się nie bardzo da...

[Zbig]

Może napiszę to jasno. Nie stworzyłem tego wątku, żeby na koniec pokazać/odtworzyć po prostu jakąś gotową, znaną konstrukcję.
Opisuję tu swoją przygodę ze wzmacniaczami w klasie D, oraz dzielę się swoją wiedzą na ten temat. Oczywiście jestem otwarty na uwagi, rady i krytykę :-). Ale proszę o powstrzymanie się od off-topiców w stylu "kup sampla" - można przecież założyć nowy watek na temat zakupów.

Co do opisu, to lecimy!

Zacznijmy analizę od lewego dolnego rogu. Są tam 3 tranzystory oraz trochę elementów dyskretnych. To jest integrator (człon sigma), czyli wzmacniacz odwracający fazę z kondensatorem jako ujemne sprzężenie zwrotne. W pierwszej wersji był to po prostu wzmacniacz operacyjny TL081, ale choć był szybki (4MHz), to nie podobały mi się przebiegi na jego wejściu i wyjściu, ani poziom zniekształceń jaki byłem w stanie z nim wyciągnąć. Dlatego zdecydowałem się na pojedynczy tranzystor jako wzmacniacz odwracający (inwerter) w układzie ogólnego emitera, czyli T3 (oraz R9). Do niego dołożyłem wtórnik zmniejszający impedancję wyjściowa na tranzystorze T5 (oraz R11). Żeby baza inwertora (T3) była na poziomie masy (0V) dodałem tranzystor T4 (oraz R10), które przesuwają potencjał emitera T3 w taki sposób, żeby na bazie T3 było dokładnie 0V. To daje mi również 0V na wyjściu mostka (brak napięcia stałego na wyjściu). Taki pojedynczy wzmacniacz ma bardzo szerokie pasmo, bardzo dobrą odpowiedź impulsową i minimalne opóźnienie sygnału. Aby uniknąć oscylacji na bardzo wysokich częstotliwościach, dodany jest malutki kondensator (C3 = 10pF) w kolektorze T3.
Jak już pisał wcześniej Irek na wyjściu wzmacniacza napięcia zmieniają się bardzo szybko (rzędu 2000V/uS, przełączanie w czasie kilkudziesięciu nanosekund), a przecież integrator musi całkować również sygnał sprzężenia zwrotnego z wyjścia, czyli musi reagować bardzo szybko. Pomimo bardzo dużej szybkości wzmacniacza na T3, na jego wejściu pojawiały się szpileczki w momentach kluczowania wyjścia. Nie podobało mi się to, bo uważam że jest to oznaką niewyrabiania się integratora i może powodować wzrost zniekształceń, bo taka szpilka nie jest właściwie „zsumowana” w układzie całkującym. Czy to ma znaczenie? Jeśli uświadomimy sobie, że dla zniekształceń 0,01% błąd odwzorowania sygnału to 1:10.000 czyli dla 1V błąd rzędu 0,1mV, lub dla czasu impulsu 1 mikrosekundy jest to błąd 0,1 nanosekundy, to daje do myślenia. Tak wiec dodałem na wejściu integratora dodatkową pojemność C2, która przejmuje ładunek „szpilki” na wejściu i „oddaje go” później do integratora. Co to daje? Układ sigma-delta jest de facto układem z bilansowaniem ładunku. To, co wpływa do integratora w jednym cyklu, musi być odebrane w całości w kolejnym. Lub inaczej mówiąc cały ładunek, który wpływa do integratora z wejścia audio (przez R12) musi być odebrany przez układ sprzężenia zwrotnego z wyjścia wzmacniacza (R22). Im dokładniej, tym precyzyjniej wyjście wzmacniacza odzwierciedla jego wejście. C2 jest po prostu ekstremalnie szybkim układem całkującym dla szpilek i ładunek „szpilek” nie znika ot tak sobie, (bo integrator nie zdążył go scałkować), tylko pozostaje w kondensatorze i układ całkujący go w końcu odbierze (ma na to sporo czasu). Tak czy inaczej to ładnie działa i obniża poziom THD.
Oczywiście można zapytać: „A co z prądem bazy T3?”. To dobre pytanie. Oczywiście ten prąd ma również znaczenie. Stały prąd polaryzujący bazę T3 wpływa tylko na offset napięcia DC na wyjściu bez sygnału. Zmiany tego prądu w procesie całkowania można oszacować w proporcji do prądu kondensatora w obwodzie całkowania. W pierwszym przybliżeniu stosunek ten będzie taki jak iloczyn wzmocnienia prądowego T3 oraz wtórnika T5, czyli przy wzmocnieniu beta rzędu 200 daje to proporcję 1/40,000. To oczywiście zgrubny szacunek, ale daje wyobrażenie o rzędzie wielkości. Może warto poeksperymentować z jakimś dobrym, szybkim wzmacniaczem scalonym?
Dioda D3 na wejściu integratora zabezpiecza tranzystor T3 przed zniszczeniem, gdyby na wejściu lub z układu sprzężenia pojawiło się na dłużej ujemne napięcia większe od napięcia przebicia złącza b-e tranzystora (ok. -5… -7V). Cały układ integratora zasilany jest z dwóch malutkich stabilizatorów: +5V oraz -5V (IC4, IC6).

[suszi]

Może napiszę to jasno. Nie stworzyłem tego wątku, żeby na koniec pokazać/odtworzyć po prostu jakąś gotową, znaną konstrukcję.
Opisuję tu swoją przygodę ze wzmacniaczami w klasie D, oraz dzielę się swoją wiedzą na ten temat. Oczywiście jestem otwarty na uwagi, rady i krytykę :-). Ale proszę o powstrzymanie się od off-topiców w stylu "kup sampla" - można przecież założyć nowy watek na temat zakupów.

chodziło mi o coś innego
temat dotyczy wzmacniaczy w klasie D jako takich, zasad działania, sposobów konstruowania itd. super, bardzo mi się podoba
chodzi raczej o te praktyczne konstrukcje - można zrobić na wiele sposobów, i każdy konstruktor obroni swoje, każda droga do celu jest dobra
mi chodzi o zastosowanie gotowych klocków do poskładania czegoś co też zagra :)

a wracając do tematu
czy próbowałeś robić regulację głośności za pomocą zmiany napięcia zasilania? w jakim zakresie się to udaje?

[Zbig]

W układzie sigma-delta zmiana napięcia zasilania powoduje zmianę częstotliwości swobodnych oscylacji, nie powoduje natomiast zmiany wzmocnienia (gdyby tak było, pulsacje zasilania byłyby głównym źródłem zniekształceń nieliniowych!)

---------- Post dodany o 13:31 ---------- Poprzedni post o 13:28 ----------

mi chodzi o zastosowanie gotowych klocków do poskładania czegoś co też zagra :)

No właśnie, tak postawiony temat powinien być w innym wątku. Idea tego tematu jest inna.

[raven1985]

czy próbowałeś robić regulację głośności za pomocą zmiany napięcia zasilania? w jakim zakresie się to udaje?

Chyba pomyliło Ci się z układami w pełni "cyfrowymi" gdzie taką regulacje się stosuje.

Może warto poeksperymentować z jakimś dobrym, szybkim wzmacniaczem scalonym?

Ten jest nawet w lokalnym sklepie elektronicznym za 3PLN :) Dużo szybszy niż TL0XX.
http://www.mit.edu/~6.301/LM118.pdf

Ten jest dostępny w przyzwoitej cenie: (100Mhz, 3kV/us)
http://www.national.com/ds/LM/LM6172.pdf
Mozę "wyrobił" by się przy sumowaniu tych prostokątów z wyjścia.

[Zbig]

Ten LM6172 wygląda apetycznie, jedna kostka załatwiłaby integrator i feedback, bo prawdopodobne jest, że by się wyrobił z tym pasmem i S/R. Oscylogramy z jego odpowiedzi impulsowej wyglądają obiecująco.
Cenę da się przełknąć, tym bardziej że to podwójny wzmacniacz. Może spróbuję z nim?

[irek]

Trzeba tylko pamietac ze opampy nie sa projektowane do pracy z nasyconym wyjsciem i ich parametry moga poleciec.

[Zbig]

To oczywiste, gdyby wzmacniacz w sprężeniu zwrotnym wszedł w nasycenie, przestałby spełniać swoją rolę w eliminacji zakłóceń zasilania. W praktyce ten wzmacniacz pracowałby ze wzmocnieniem poniżej 0.1 (jednej dziesiątej), w układzie odejmującym, w jak najbardziej liniowej części swojej charakterystyki.

Kelner, trochę techniki cyfrowej, poproszę!
Dziś będzie trochę o technice cyfrowej. Omówimy fragment schematu po lewej stronie od góry. Składa się on z trzech bramek logicznych IC3B, IC3C, IC3D z jednego układu scalonego 74HC132 oraz kilku elementów obok nich. Są to szybkie bramki pracujące jako zwykłe inwertery.
Jak z pewnością wiecie, wyjścia takich inwerterów logicznych mogą przyjmować tylko dwa stany: 0V lub +5V, w zależności od tego czy ich wejście jest powyżej czy poniżej pewnego progu napięcia. 74HC132 ma wejścia z przerzutnikami Schmitta, a ich stan wyjścia zmienia się z 0 na +5V, gdy napięcie na wejściu spadnie poniżej 1.7V, a przechodzi z +5V z powrotem do 0V gdy napięcie wejściowe wzrośnie powyżej 2.5V. Ta różnica około 0,8V to tzw. histereza przerzutnika, która zapobiega oscylacjom gdy szybkość zmiany napięcia na wejściu byłaby mała. Ja wykorzystuję to również do kontrolowania częstotliwości oscylacji całego wzmacniacza w układzie z pojedynczym całkowaniem. Ale o tym później.
Wejście bramki IC3B jest połączone z wyjściem integratora, tak wiec stan na wyjściu tej bramki zależy od aktualnego napięcia na wyjściu integratora (opisanego kilka postów wcześniej). Wyjście tej bramki poprzez dwie diody D9 oraz D10, oraz opornik R30 i dwa kondensatory C15, C16 steruje wejściami dwóch kolejnych IC3D oraz IC3C, tworząc jednocześnie układ generujący czas martwy (dead time) do właściwego sterowania tranzystorami końcowymi.
Jak to działa? Kondensator C16 jest szybko ładowany przez diodę D10, ale rozładowywany dużo wolniej przez D9 i potencjometr R30. Tym wolniej, im większa jest aktualna oporność potencjometru.
Natomiast kondensator C15 odwrotnie, jest szybko rozładowywany przez diodę D9, ale wolno ładowany przez diodę D10 i potencjometr R30. Przebiegi napięcia na wyjściu pierwszego inwertera, oraz na wejściach i wyjściach dwóch kolejnych inwerterów są pokazane na rysunku.

Widać tu różne szybkości (czasy) ładowania i rozładowywania kondensatorów, oraz odpowiadające im opóźnienia w przełączaniu bramek. Jak widać między zmianami stanu wyjścia IC3D oraz IC3C jest dodatkowe opóźnienie, którego wartość można zmieniać jednym potencjometrem. To jest właśnie dead time. Jeśli przyjmiemy, że stan wysoki na wyjściu IC3D otwiera dolny tranzystor, a niski stan na IC3C otwiera górny tranzystor w mostku, to w czasie który na rysunku wskazują czerwone strzałki DEAD TIME nie przewodzi żaden tranzystor. I właśnie dokładnie o to chodzi.

[irek]

to w czasie który na rysunku wskazują czerwone strzałki DEAD TIME nie przewodzi żaden tranzystor. I właśnie dokładnie o to chodzi.

No wlasnie nie o to chodzi!! Chodzi o to zeby w sterowniku wprowadzic regulacje ale wypadkowo tranzystory maja idealnia zazebiac stan wlaczenia ze stanem wylaczenia. Nie zawsze oznacza to czas martwy czasem oznacza zazebienie przebiegow sterujacych a reszte robia czasy wlaczenia/wylaczenia mosfetow.

Nalezy pamietac ze idealnie to wyglada tylko na papierze a w ukladzie kazdy stopien wprowadza swoje czasy narastania/opadania i propagacji. IR od dawna stosuje reg czasu martwego na zasadzie wlaczania pewnej ilosci szeregowo polaczonych bramek. Kazda z nich ma pewien czas propagacji pomnozony przerz ich ilosc daje czas opoznienia (czas martwy). Dlatego w ukladach IR czy Tripath-u ktory zdaje sie kozysta z driverow od IR mamy regulacje 45nS, 90nS, 135nS itd. Czyli zawsze z krokiem czasu propagacji bramki czyli az 45ns bo tyle wynosi ich czas propagacji, no chyba ze zastosuja inne bramki.

W moim ukladzie na jednym zboczu mam regulacje czasu martwego od zazebieenia (kilkanascie nS) do ok 200nS.

Teoretycznie gdyby czas wlaczenia i wylaczenia mosfetow razem z driverem byl taki sam to nie trzebaby stosowac zadnych regulacji.

[Zbig]

Stwierdzenie "nie przewodzi żaden tranzystor" jest nieprecyzyjne. Powinienem napisać "Nie jest wysterowany żaden tranzystor". Chodzi o to, żeby jeden z tranzystorów przestał być sterowany wcześniej (i miał czas się wyłączyć), zanim zacznie przewodzić drugi tranzystor. Temu służy "dead time" w układzie sterującym. A chodzi właśnie o takie "rozsuniecie" od siebie impulsów sterujących. Zresztą chyba wszystkie MOSFET-y mają krótszy czas włączenia niż wyłączenia, stad się wzięło "dead time" czyli czas kiedy żaden tranzystor (bramka) nie jest wysterowany.
Irku, u mnie regulacja jest płynna od zera do ok. 250nSec. To samo a nawet lepiej
Co do stopni i ich opóźnień, to licząc od wyjścia (wyjść) tego układu, gdzie de facto następuje rozdzielenie sygnałów sterujących istotna jest zgodność czasów propagacji w obydwu kanałach (delay matching), a nie same ich bezwzględne wartości.

---------- Post dodany o 21:41 ---------- Poprzedni post o 12:50 ----------

Shift level, czyli panowie na lewo, panie na prawo!
W stopniu końcowym użyłem komplementarnych tranzystorów MOSFET (P i N kanałowych). Tranzystory P-kanałowe Q6 i Q7 są podłączone źródłem do dodatniego napięcia zasilania i włącza je napięcie ujemne na bramce względem źródła (o 10..15V niższe niż plus zasilania), natomiast tranzystory N-kanałowe Q3 i Q4 są podłączone źródłem do minusa zasilania i włącza je dodatnie napięcie na bramce względem źródła (o 10..15V wyższe niż ujemne napięcie zasilania). Oczywiście takiej konfiguracji tranzystorów nie da się wysterować bezpośrednio z wyjścia bramki logicznej, zasilanej napięciem +5V.
Potrzebny jest układ, który zamieni poziomy napięcia bramki logicznej (względem masy), na napięcia sterujące bramkami o określonych wartościach względem plusa i minusa zasilania. Tu na scenę wkraczają 4 tranzystory T1, T2 oraz Q1, Q2, tworzące właśnie układ przesuwania poziomu (Shift level). Do wysterowania pary tranzystorów wystarczyłyby dwa tranzystory, ale ponieważ jest to układ mostkowy, więc są aż 4 tranzystory , odpowiadające 4 gałęziom mostka. Tranzystory te przewodzą parami, sterując (włączając i wyłączając) równocześnie po dwa MOSFET-y (tak naprawdę po drodze jest jeszcze driver, ale na razie nie będę za bardzo mieszał i załóżmy na chwilę, że te tranzystory sterują bezpośrednio tranzystorami MOSFET). Przeanalizujmy na początek układ z tranzystorami T1, Q2 oraz rezystorami R2, R8, R13. Obydwa tranzystory są spięte emiterami przez opornik R8, czyli chcąc nie chcąc te tranzystory mają zawsze taki sam prąd emitera. W praktyce albo obydwa są wyłączone (nie przewodzą prądu), gdy na bazie T1 jest 0V z wyjścia bramki (wtedy też nie płynie prąd przez ich kolektory i nie ma spadków napięć na opornikach R2 oraz R13) , albo włączone, gdy na bazie T1 jest +5V z wyjścia bramki. Wówczas można policzyć prąd jaki płynie przez ich emitery jako:
Ie = (5V-2*0,6V)/R8 = 3,8V/R8 (0,6V to spadek napięcia na złączu B-E tranzystora)
Ponieważ tranzystory nie pracują w nasyceniu i mają duże wzmocnienie (>200), więc praktycznie prądy kolektorów obydwu tranzystorów są równe ich prądom emiterów. Wtedy spadki napięć na opornikach R2/R13 są równe
U2 = -R2*Ie = -3,8V * R2/R8
U13 = R13*Ie = 3,8V *R13/R8
N a oporniku R2 spadek napięcia jest ujemny względem dodatniego napięcia zasilania, a na oporniku R13 dodatni względem ujemnego napięcia zasilania, czyli dokładnie tak, jak potrzebujemy do wysterowania tranzystorów MOSFET. Do tego dobierając odpowiednio stosunek R2/R8 oraz R13/R8 możemy uzyskać pożądaną wartość maksymalną napięcia sterującego bramkami MOSFET-ów. Oczywiście muszą one sterować przeciwległymi tranzystorami w mostku, a nie tymi z jednej gałęzi, bo zrobiliśmy zwarcie!
Analogicznie działa układ na tranzystorach T2 i Q1, z tym, że tu sterowanie jest w bazie tranzystora Q1, a baza T2 jest podłączona do +5V, co powoduje że układ reaguje odwrotnie na napięcie sterujące: wartość +5V z wyjścia bramki zamyka tranzystory, a wartość 0V je otwiera. I bardzo dobrze: jeśli popatrzymy na przebiegi z wyjścia układu bramek to właśnie tego nam potrzeba: gdy jedna para tranzystorów jest włączona, to druga musi być w tym samym czasie wyłączona.
Oczywiście do szybkiego sterowania MOSFET-ami napięcie z opornika nie wystarczy – sterowanie byłoby bardzo powolne, bo do szybkiego przełączenia MOSFET-a potrzeba bardzo dużego prądu. W pierwszej wersji wzmacniacza po prostu dodałem wtórniki na parach PNP-NPN i układ chodził sprawnie, choć nadal brakowało mu wydajności prądowej. Ale o tym w kolejnym odcinku.

[irek]

A chodzi właśnie o takie "rozsuniecie" od siebie impulsów sterujących.

No wlasnie sterujacych. Gdybysmy ogladali przebiegi juz na samych bramkach to by to wygladalo jeszcze inaczej.

Co do stopni i ich opóźnień, to licząc od wyjścia (wyjść) tego układu, gdzie de facto następuje rozdzielenie sygnałów sterujących istotna jest zgodność czasów propagacji w obydwu kanałach (delay matching), a nie same ich bezwzględne wartości.

To jest wazne ze wzgledu na maksymalna czestotliwosc a dokladniej minimalny czas sterowania wlaczenia/wylaczenia mosfeta. Drivery z czasem propagacji zedu 200ns nie bardzo sie nadaja no chyba ze do malych czestotliwosci kluczowania.

[Zbig]

To oczywiście zależy od modulatora. Dla "klasycznego" modulatora z porównaniem na komparatorze sygnału audio do trójkąta, 200ns pewnie bardzo mocno ograniczyłby głębokość modulacji. Dla sigma-delta, w której impulsy bardziej się wydłużają niż skracają, 200ns propagacji to żaden problem. Ba, dla układu z pojedyńczym całkowaniem byłby to raczej zbyt krótki czas, powodujący bardzo wysoką częstotliwość swobodnych oscylacji. To dlatego u mnie, gdzie stosuję właśnie pojedyncze całkowanie a nie chcę opierać częstotliwości oscylacji na czasie propagacji układu, stosuję zamiast komparatora przerzutnik schmitta, który pozwala mi na sterowanie częstotliwością przez zmianę pojemności w integratorze.