Wzmacniacze w klasie D?

[irek]

Natomiast co do dwukierunkowego pomiaru prądu, to proponuję poczytać notę aplikcyjną

Dokladnie chodzi mi o IRS20124 ktory ma dwukierunkowy pomiar tylko na dolnym mosfecie.

Zabezpieczenie pradowe to niestety bardzo trudna sprawa, musi zareagowac w czasie ok 10uS a to bardzo trudne. Juz spalilem wiele mosfetow i na razie dalem sobie spokoj z zabezpieczeniem.

Mam cale pudelko roznych driverow, problem polega na tym ze sa trudne do kupienia i dosc drogie wiec robienie na nich projektu dla ludzi jest bezsensowne. Dlatego moja klasa D jest na bramkach c-mos i popularnych mosfetach, znalazlem tez sposob na dlawik.

[Profesjonalista]

Dlaczego bipolarne nie mogą być ?, wzmacniacze na bipolarnych w klasie AB są średnio znacznie szybsze od wzmacniacza na mos-fetach, w czym tkwi problem ?.

[SaYruS1]

Nieśmiało przypomnę o temacie na elektrodzie http://www.elektroda.pl/rtvforum/topic1021895.html starałem się jak mogłem aby temat wzmacniaczy był dostępniejszy dla zwykłego zjadacza chleba, znalazłem i uporządkowałem większość konstrukcji tej klasy wzmacniaczy które są dostępne w internecie. Zrobiłem kilka modeli i na dzień dzisiejszy za najlepszą konstrukcję uważam wzmacniacz na kostce IR2092 bo daje najwięcej jak dotąd możliwości aplikacji. Ogólnie popieram autora że przekazuje wiedzę ale tłumaczenie na polski not katalogowych czy aplikacji jest jak dotąd robione na siłę... teoria powstawała w latach 60 i bez sensu cały czas ją powtarzać do upadłego...Uważam że dłubanie w tej klasie wzmacniaczy jest niezłym doświadczeniem... może dostęp do driverów i mosfetów jest dużo lepszy ale nadal są one bardzo drogie, a jakość dzwięku wydobywający się z tych wzmacniaczy jest bardzo wątpliwa, ogólnie do jakości hi-fi jeszcze daleka droga.
W końcu doszedłem do meritum i zdecydowałem się na ruszenie klasy jeszcze bardziej nieznanej bo każdy z producentów ma własne oznaczenia, jest to wzmacniacz pracujący w klasie B zasilany modulowanym napięciem PWM, podobne coś do klasy H czy G tylko że tutaj mamy napięcie zasilania zmieniające się płynnie a nie skokowo, wtedy mamy jakość dzwięku z wzmacniacza klasy AB z zasilaniem impulsowym... sprawność na tyle wysoka że lab gruppen chłodzi swoje wzmacniacze klasy TD o mocy kilku kW kawałkiem miedzianej blaszki

[Zbig]

Hmm,
Kawał dobrej roboty, szkoda że na elektrodę prawie nie zaglądam :(
UcD - bardzo dobry opis Philipsa, choć stricte matematyczny. No cóż, gdy podłączam oscyloskop, to jakoś dziwnym trafem nigdy nie widzę tych wzorów, tylko prostokąciki i trójkąciki. I tu staram się na nich wyjaśnić co i jak - tak jak w opisie IR który podałeś (bardzo dobry!), tylko IR jak widzę podaje teorię PWM, choć robi Sigma-Delta :). Może Ty wiesz po co w IRDAUDAMP-ie do kondensatora 0.47uF konstruktor przypiął równolegle układ Zobla (0,1uF + 10 Ohm)? Nadmiar elementów w magazynie?
No cóż, nie zauważyłem w Twojej "linkowni" opisu sigma-delta (chyba, że nieuważnie patrzyłem), więc jednak pozwolę go sobie na koniec zamieścić.
Ocenę całości pozostawię Czytającym (można takie gwiazdeczki poprzypinać do tematów na forum i powiedzieć co się o tym myśli). Niemniej dziękuję za uwagi.
Na IR2092 również zrobiłem układ, więc jeśli uznajesz go za najlepszy, to będę miał układ odniesienia do porównań.

p.s. Bipolarne nie mają diod jak MOSFET-y i po wyłączeniu przewodzącego tranzystora na dławiku skacze gwałtownie napięcie (jak w przetwornicy, albo cewce zapłonowej w motorze) i bez tej diody która "zwarłaby" ten prąd do przeciwnego bieguna zasilania (to jest właśnie ten BUS PUMPING), powoduje "przepolaryzowanie" drugiego tranzystora i jego uszkodzenie.

[Profesjonalista]

Dzięki Zbig z a wyjaśnienie tego "Busa Pumping'a" :), choć jak czytam (słabo ale zawsze) noty gotowych wzmacniaczy D klasy to tam są ostrzeżenia o tym bus pumping a diody są przecież w mos-fetach tam aplikowanych - a co chodzi ?

[Zbig]

BUS PUMPING nie zagraża mosfetom, bo maja wbudowane diody. Ale chodzi o to, że ten prąd dławika "doładowuje" zasilanie (płynie w kierunku przeciwnym niż normalne rozładowanie), w więc przy bardzo dużym współczynniku wypełnienia na "+" strona "-" zasilacza jest doładowywana jak z przetwornicy i słabo rozładowywana, więc może wzrosnąć to ujemne zasilanie ponad wartość nominalną i grozi to przykrymi konsekwencjami - spaleniem wzmacniacza lub zasilacza.

[raven1985]

Dlaczego bipolarne nie mogą być ?, wzmacniacze na bipolarnych w klasie AB są średnio znacznie szybsze od wzmacniacza na mos-fetach, w czym tkwi problem ?.

MOSFET-Y są znacznie szybsze od bipolarnych a to że niektórzy nie potrafią tego wykorzystać sterując je bezpośrednio z wyjścia stopnia napięciowego bez dodatkowego drivera to już inna historia. MOSFETY mają dużą impedancję bramki ale tylko dla napięcia stałego ! Pojemność bramki dużego mosfeta sięga nF.
W bipolarnych występuje efekt "ft drop" czyli spadek częstotliwości granicznej dla dużych prądów, mówiąc inaczej tranzystor bipolarny dla dużych prądów zwyczajnie zwalnia. Jak by tego było mało w bazie tranzystor bipolarny chomikuje spory ładunek który trzeba z niej wypompować aby tranzystor zatkać MOSFETY nie mają takich problemów.

Dzięki Zbig z a wyjaśnienie tego "Busa Pumping'a" , choć jak czytam (słabo ale zawsze) noty gotowych wzmacniaczy D klasy to tam są ostrzeżenia o tym bus pumping a diody są przecież w mos-fetach tam aplikowanych - a co chodzi ?

Energia zgromadzona w dławiku jest zawracana przez te diody z powrotem do zasilania wzmacniacza doładowując główne elektrolity - podnosząc na nich napięcie. W skrajnych przypadkach może dojść do zniszczenia tych kondensatorów lub/i tranzystorów. Układy mostkowe nie mają tej wady bo to co jedna strona wzmacniacza wpompuje do zasilacza druga zaraz przepompuje do głośnika :)


Nie było mnie na forum 3 dni a tu temat tak się rozwinął. Myślę że taki przystępny opis klasy D na pewno się przyda ale zgodzę się z Irkiem że budowa nawet najprostszego wzmacniacza klasy D przez osobę która potrafi tylko polutować kit nie jest raczej możliwa.
Tym bardziej że nieudane eksperymenty czy błąd w montażu w układach impulsowych zawsze kończą się tak:

(bardzo dobry!), tylko IR jak widzę podaje teorię PWM, choć robi Sigma-Delta

Mógł byś podać linka bo ja nie widziałem wśród wzmacniaczy IR delta-sigma. Zresztą aby taki wzmacniacz był użyteczny musiał by pracować na Mhz dlatego nikt takich modulatorów nie robi.

Ty wiesz po co w IRDAUDAMP-ie do kondensatora 0.47uF konstruktor przypiął równolegle układ Zobla (0,1uF + 10 Ohm)?

Mniej więcej po to po co jest w zwykłym wzmacniaczu klasy AB ale nie tylko, w rzeczywistości kondensator i dławik filtra wyjściowego nie są idealne ten układ zabija dobroć układu rezonansowego który mógł przez to powstać zapobiegając ewentualnym oscylacją. W tym samym celu daje się dodatkowe RC na liniach zasilania.

Co do Dead time jest to jedno z największych źródeł zniekształceń we wzmacniaczach klasy D w nowych rozwiązaniach jest on całkowicie wyeliminowany.

[Zbig]

Temat 10: Sigma–Delta, czyli cał(k)owanie w praktyce
Ostatnia topologia, która chcę omówić to Sigma-Delta. Wspominałem już, że układy tych wzmacniaczy oparte są na „motywach” jednobitowych przetworników analogowo-cyfrowych. Nawet w Wikipedii (angielskiej) link ze wzmacniaczy klasy D prowadzi do opisu klasycznych przetworników sigma-delta. Ale po dłuższej chwili zastanowienia stwierdziłem, że zarówno implementacja, jak i efekt końcowy (wynik modulacji) na tyle od siebie odbiegają, że nie warto sobie nawet mieszać w głowie analizą układu przetwornika ADC, więc spójrzmy od razu na układ blokowy wzmacniacza:


Widać kilka istotnych różnic w stosunku do topologii UcD – mamy tu dodatkowy stopień wzmacniacza ze sprzężeniem zwrotnym w postaci sporego kondensatora (C) – to właśnie jest ten tajemniczy układ całkujący (sigma), oraz sprzężenie zwrotne (R2) jest podane bezpośrednio z wyjścia stopnia mocy, a nie po filtrze LC jak w UcD – to druga bardzo ważna różnica (to jest właśnie delta). W zasadzie jeśli chcecie zidentyfikować typ wzmacniacza (o ile nie jest to scalony „klocek”), to szukajcie właśnie kondensatora integratora i miejsca podłączenia sprzężenia zwrotnego.
Do wyjaśnienia jak działa ten modulator, kilka słów trzeba będzie poświęcić zachowaniu samego integratora, czyli układu wzmacniacza operacyjnego z opornikiem (R1) na wejściu i kondensatorem w ujemnym sprzężeniu zwrotnym (C). Prześledźmy jak zmienia się napięcie na wyjściu integratora, dla różnych prądów płynących do (lub z) wejścia integratora.


Jak widać po „wpuszczeniu” prądu na wejście, napięcie wyjściowe zaczyna zmieniać się liniowo ale tym szybciej, im większy prąd na wejściu.
A prąd wejściowy integratora w układzie Sigma-Delta składa się z dwóch składowych:
Prądu płynącego przez opornik R1 ze źródła sygnału, oraz prądu płynącego przez opornik R2 z wyjścia stopnia mocy. Jak wiecie wzmacniacz operacyjny z ujemnym sprzężeniem zwrotnym w teorii działa tak, że miedzy jego wejściami (+) i (-) nigdy nie ma napięcia (w praktyce jest, ale bardzo niewielkie więc je pomijamy). A więc skoro (+) jest na masie, więc możemy przyjąć, że na wejściu (-) również jest napięcie zero, niezależnie jakie prądy płyną przez oporniki R1 oraz R2.
A to oznacza ni mniej ni więcej, że prąd opornika R1 zależy tylko od napięcia wejściowego (i rezystancji R1),
I1 = Uwe/R1
a prąd opornika R2 zależy tylko od napięcia na wyjściu stopnia mocy (i rezystancji R2)
I2 = Uwy/R2
Prądy I1 oraz I2 łączą się na wejściu integratora, ale w zależności od tego jaki stan jest na wyjściu stopnia mocy: (+) czy (-), prąd I2 będzie płynął w jedną albo w drugą stronę i będzie się albo dodawał, albo odejmował od prądu płynącego przez R1. W konsekwencji szybkość zmiany napięcia na integratorze też będzie się zmieniać, proporcjonalnie raz do sumy, a raz do różnicy prądów wejściowych. Właśnie ta zmieniająca się szybkość narastania sygnałów pełni kluczową rolę w modulacji szerokości impulsów wzmacniacza.


Zacznijmy analizę od punktu „B”, w którym nastąpiła zmiana stanu wyjścia stopnia mocy.
Ładowanie kondensatora integratora jest sumą prądów (napięcie wejściowe i napięcie z wyjścia stopnia mocy są ujemne, więc prądy R1 i R2 płyną w tym samym kierunku), więc jest szybkie (zbocze jest strome). W punkcie „C” napięcie wyjściowe integratora osiąga zero i komparator zmienia swój stan na przeciwny (jego drugie wejście jest podłączone do masy – czyli zera), a po czasie opóźnienia układu swój stan zmienia również wyjście stopnia mocy w punkcie „D”. Ponieważ występuje opóźnienie układu, napięcie na integratorze podnosi się powyżej wartości zero. W tym momencie zaczyna się rozładowywanie kondensatora w integratorze, ale ponieważ teraz napięcie ze stopnia mocy jest dodatnie (a wejściowe nadal ujemne(, więc prądy R1 i R2 się od siebie odejmują i teraz ładowanie kondensatora w drugą stronę jest mniejszym prądem, a więc wolniej (łagodniejsze zbocze).
Tu ważna uwaga wartość prądu płynącego przez R2 musi być większa niż wartość prądu wejściowego, płynącego przez R1, aby układ mógł oscylować, czyli żeby po każdej zmianie stanu stopnia mocy zmieniał się kierunek wypadkowego prądu integratora. A co się stanie gdy podamy zbyt dużą wartość napięcia na wejście i ten warunek nie będzie spełniony? To będzie zwykłe przesterowanie układu :) Stopień mocy pozostanie w jednym ze stanów (puszczając pełne napięcie na głośnik), aż wartość chwilowa napięcia na wejściu spadnie poniżej wartości przesterowania. Zupełnie jak w normalnym wzmacniaczu. Oczywiście w praktycznych układach na wejściu wzmacniacza będzie kondensator, który zapobiegnie wystąpieniu stałego napięcia na wejściu, które mogłoby „zablokować” wzmacniacz.
Wróćmy do naszej analizy. Od punktu „D” do punktu E trwa wolniejsze rozładowanie kondensatora integratora. W punkcie „E” komparator zmieni swój stan, ale dopiero po czasie opóźnienia zmieni swój stan wyjście stopnia mocy – w punkcie „F”. Przez ten czas napięcie integratora zdążyło spaśc poniżej zera. Wróciliśmy do punktu „B” czyli do początku analizy – przeszliśmy jeden cały cykl pracy wzmacniacza.
Środkowa część obrazka pokazuje przebiegi dla napięcia wejściowego bliskiego zero. Tu znów częstotliwość swobodnych oscylacji wynika z czterokrotnego czasu opóźnienia całego układu.
Wynik modulacji jest praktycznie taki sam, jak dla UcD – przy wysterowaniu wejścia jedne impulsy ulegają zawężeniu – tu granicą zawężania jest czas opóźnienia układu – a drugie impulsy są wydłużane – w zasadzie bez ograniczenia czasu. Powoduje to oczywiści spadek częstotliwości oscylacji wraz ze wzrostem napięcia wejściowego (jego wartości bezwzględnej). W praktyce nie powinno się przesterowywać wzmacniacza bo częstotliwość swobodnych oscylacji może spaść do poziomu rezonansu filtru wyjściowego, a to niezbyt przyjemne dla stopnia mocy.
W układach UcD oraz Sigma-Delta nie jest łatwo zmienić częstotliwości oscylacji – konieczne jest wprowadzenie kontrolowanego opóźnienia w torze wzmacniacza. Wydawałoby się, ze w Sigma-Delta bardzo łatwo to zrobić wymieniając kondensator w integratorze. W końcu większa pojemność będzie się dłużej ładować, a mniejsza szybciej. Nic bardziej mylnego. Zmieniając kondensator nie zmienimy częstotliwości pracy! Jedne co się zmieni to amplituda „trójkątów” na wyjściu integratora.
Już słyszę oburzone głosy: „Jak to? Przecież w IR2092 wystarczy zmienić kondensatory i opornik w integratorze, a układ pracuje na innej częstotliwości! Nawet w nocie katalogowej jest tabelka jak dobrać te wartości dla różnych częstotliwości”. A jest. A ja zdania nie zmienię. Mało tego, mogę to poprzeć oscylogramami z tego właśnie układu. No to gdzie jest myk? Zostawię to sobie na koniec, no chyba że ktoś wyjaśni to wcześniej…
Trzecią część wykresu zostawiłem pustą, jeśli zrozumieliście mój wywód, to wypełnicie ją sami.
P.S. Zwróciliście również uwagę, że Sigma-Delta odwraca fazę sygnału na wyjściu?
Tutaj też jest dobra chwila, żeby powiedzieć dlaczego Sigma-Delta jest odporna na zmiany wartości napięcia zasilania? To bardzo proste i oczywiste. Ponieważ czas trwania każdego zbocza w integratorze zależy od prądu jego ładowania, więc również od prądu płynącego przez R2, a ten zależy od napięcia impulsów na wyjściu stopnia mocy, które są praktycznie równe zasilaniu. Tak więc każda zmiana zasilania (np. wzrost na plusie) powoduje zmianę szerokości impulsu tej strony (np. zmalenie szerokości impulsu) i to zmniejszenie szerokości impulsu idealnie kompensuje wzrost napięcia. Pełna nirwana. Prawdę mówiąc układ Sigma-Delta lubię najbardziej.

[Profesjonalista]

Czy ja dobrze kojarzę ?, to jest przerzutnik ze stałą czasową RC i modulatorem zmiany czasu ładowania kondensatora ?

[mbar]

większa pojemność będzie się krócej ładować, a mniejsza szybciej

Zdefiniuj "krócej" i "szybciej" w tym kontekście... :)

[Zbig]

Dziękuję za wskazanie "przepalcowania". Niestety edycja juz zablokowana :(.
Oczywiście większa pojemnośc bedzie się ładowac dłużej, a mniejsza krócej, czyli szybciej.

Poprawiłem. Q

Jak wspomniałem wcześniej układem Delta-Sigma jest IRS2092 i oparty na nim IRDAUDAMP.

Niestety nie, ani C, ani R nie określają tu częstotliwości pracy, (w rzeczywistym układzie mają niewielki wpływ). decyduje wyłącznie opóźnienie układu. Tak więc stwierdzenie: przerzutnik ze stałą RC nie pasuje.

[irek]

Może Ty wiesz po co w IRDAUDAMP-ie do kondensatora 0.47uF konstruktor przypiął równolegle układ Zobla (0,1uF + 10 Ohm)? Nadmiar elementów w magazynie?

Sprobuj bez zobla i obciazenia zmierzyc pasmo przenoszenia wzmacniacza, od razu doradzam zebys mial pod reka gasnice. Bez obciazenia filtr wyjsciowy ma bardzo duza dobroc a wiec bardzo mala impedancje w punkcie rezonansu, wystarczy ze poajwi sie tam ta czestotliwosc i mamy bym.

To jeden z problemow z ktorym moja kalsa D lezala wiele lat, dopiero teraz jak zastosowalem podwujne sprzezenie zwrotne mozna powiedziec ze jest zadawalajaco. Zmiany obciazenia wzmacniacza nie powoduja tak duzej roznicy w charakterystykach filtrowania bo sa korygowane przez drugie sprzezenie zwrotne.

---------- Post dodany o 16:02 ---------- Poprzedni post o 15:57 ----------

Tak więc stwierdzenie: przerzutnik ze stałą RC nie pasuje.

W pewnym sensie pasuje bo sa uklady z modulatorem RC. w ukladzie IR wlasnei w tym punkcie umiescili pr-ek do regulacji czestotliwosci. Zreszta trudno gadac o typach modulatorow, bo jest ich tyle ilu jest konstruktorow. Ja mam swoj modulator ktorego nie ma nikt inny i moge go nazwac po swojemy. Tripath nazwal swoj modulator kalsa T (T jak Tripath) to ja nazwe swoj klasa I (I jak Irek). To zreszta bez znaczenia.

Jak chcemy pojsc dalej to trzeba sie skupic na praktyce i szczegolach bo to one sa najwazniejsze, teorie do niczego tu sie nie przydadza. Wiele czasu spedzilem na poznaniu sposobow prowadzenia sciezek przy tak szybkich przebiegach czy odsprzeganiu zasilania i to jest najwazniejsze w tej klasie wzmacniaczy.

---------- Post dodany o 16:07 ---------- Poprzedni post o 16:02 ----------

Tutaj też jest dobra chwila, żeby powiedzieć dlaczego Sigma-Delta jest odporna na zmiany wartości napięcia zasilania? To bardzo proste i oczywiste. Ponieważ czas trwania każdego zbocza w integratorze zależy od prądu jego ładowania, więc również od prądu płynącego przez R2, a ten zależy od napięcia impulsów na wyjściu stopnia mocy, które są praktycznie równe zasilaniu.

I to jest wlasnie najwieksza wada!! Bo zmiana zasilania z +-25V do +-50V zdaje sie ze spowoduje rowniez dwukrotna zmiane czestotliwosci pracy!! A to juz kicha.

Obecnie tendencje sa do powrotu do stalych czestotliwosci pracy ktore umozliwiaja prace w mostku, niezbedna we wzmacniaczach estradowych.

[Zbig]

Tak, dobroć filtra nie powinna być duża. Zwracam honor konstruktorom. Irku, tak z ciekawości: Twój układ to był PWM z generatorem trójkąta?
To dlatego bardzo podoba mi się D-S, tu mamy sprzężenie zwrotne które możemy nazwać "ładunkowym" - cały ładunek dostarczony z wejścia musi zostać "odebrany" przez opornik do wyjścia PA (przez wartość średnią tego napięcia). O ile w PWM czy UcD każda odchyłka (błąd)w jednym cyklu nie ma wielkiego wpływu na kolejny cykl, o tyle tutaj każda odchyłka na wyjściu jest sumowana w integratorze i musi zostać skompensowana w kolejnych cyklach - z samej natury przetwornika. A ponieważ odbywa się to powyżej częstotliwości akustycznych powinno skutkować najlepszymi parametrami. Minusem jest natomiast to, że S-D nie kompensuje nieliniowości filtra wyjściowego.

I to jest wlasnie najwieksza wada!! Bo zmiana zasilania z +-25V do +-50V zdaje sie ze spowoduje rowniez dwukrotna zmiane czestotliwosci pracy!! A to juz kicha.

Nie, równe zmiany napięcia zasilania nie wpływają na częstotliwość! Pulsacje modulują tylko współczynnik wypełnienia (o ile nie są synchroniczne na obu biegunach zasilania), a napięcie zasilania wpływa tylko na amplitudę po integratorze.

Irku, czy IRDAUDAMP nie jest przeznaczony również do pracy w mostku? A ma zmienną częstotliwość!

[irek]

Tak, dobroć filtra nie powinna być duża.

Tylko jest to nie osiagalne bo dla braku obciazenia jest duza a dla najnizszego mozliwego obciazenia dobroc jest bardzo mala. Dlatego dla 4 i 8om mamy inna odpowiedz impulsowa i inna czestotliwosc graniczna. Dla 8om jest ona zawsze szersza.

tak z ciekawości: Twój układ to był PWM z generatorem trójkąta?

Nie da sie jednoznacznie zakwalifikowac mojego modulatora jest to modulator podobny do RC. Za sprzezenie zwrotne odpowiada zwykly audio opamp i bierze je z wyjscia PWM mocy pracujac na z otwarta petla i z wyjscia filtru i tu tylko mam ok 6dB glebokosci.

Minusem jest natomiast to, że S-D nie kompensuje nieliniowości filtra wyjściowego.

Mozna dodac zewnetrzna petle ale stracimy na wzmocnieniu. UcD niby ma sprzezenie tylko za filtrem ale przeciez nie dziala ono w bardzo szerokim pasmie. Jakby zrobic analize glebokosci spzerzenia to by wyszla malejaca wartrosc w strone wysokich czestotliwosci. No i niestety w tej topologii efekt zalezy od jakosci calego toru a wiec zmiana dlawika zmienia wszystko.

[Zbig]

Warto chyba byłoby teraz napisać, dlaczego najpopularniejsze IRF540 choć mają 100V i 27A za bardzo nie nadają się do wzmacniaczy klasy D, a już na pewno nie do ciut wyższych napięć niż +/-dwadzieścia-parę woltów, oraz na jakie parametry tranzystorów trzeba zwracać uwagę.
Choć z drugiej strony przekonujecie mnie wciąż, że najlepszym tematem w dziale "teoretycznie-elektronika" byłby gotowy, tani kit :) Chyba dam sobie chwile na przemyślenia...

[mbar]

to ja nazwe swoj klasa I (I jak Irek)

Już za późno :)
The Class-I Amplifier:
http://www.crownaudio.com/pdf/amps/137234.pdf

[raven1985]

Jak wspomniałem wcześniej układem Delta-Sigma jest IRS2092 i oparty na nim IRDAUDAMP.

Niestety nie, ani C, ani R nie określają tu częstotliwości pracy, (w rzeczywistym układzie mają niewielki wpływ). decyduje wyłącznie opóźnienie układu. Tak więc stwierdzenie: przerzutnik ze stałą RC nie pasuje.

Hym. Przyjrzałem się bliżej i z ciekawości wrzuciłem na symulator (nie mam tego układu więc musiałem sobie poradzić inaczej) podstawiając skrajne wartości z tabelki z noty widać wyraźnie wpływ wartości RC na częstotliwość pracy:



Oczywiście od opóźnienie też zależy ale musiałem go zmienić 40x aby uzyskać taką samą zmianę f.
Pod X1 ukryty jest LME13700:
http://www.national.com/ds/LM/LM13700.pdf

[Zbig]

Raven, połączyłeś odpowiedzi na dwa różne pytania!
Ale w takim razie wyjaśnijmy wszystko jak należy.
IRS2092 pracuje z podwójnym całkowaniem, a nie z pojedyńczym jak w moim opisie. Wystarczy odłaczyć opornik który jest do masy pomiędzy dwoma kondensatorami 1nF integratora i układ staje sie z pojedyńczym całkowaniem. Po odłączeniu tego opornika zmiana tych kondensatorów nic nie da - tylko "trójkąt" na wyjściu integratora zmieni amplitudę. Sprawdzałem to empitycznie :). Z pojedyńczym całkowaniem IRS działa tak samo, na ucho nie ma żadnej różnicy, choć parametrów nie mierzyłem (IRS twierdzi, ze podwójne całkowanie poprawia parametry układu)
W układzie z podwójnym całkowaniem (wciaż jest to sigma-delta - nawet w wiki zobaczycie opis sigma-delta z podwójnym całkowaniem) przebieg na wyjściu integratora wygląda jak płetwa rekina - coś jakby prostokąt po filtrze RC tylko "od tyłu". (mozesz "wyciagnąć" to napięcie w symulatorze i nam pokazać?) Co to zmienia? Sporo. W praktyce oznacza to tyle, że w czasie od osiągnięcia przez integrator wartosci 0 do momentu kiedy wyjscie stopnia mocy zmieni stan, na integratorze gwałtownie rośnie napięcie (efekt podwójnego całkowania) i potem ma znacznie więcej do "odrobienia" ale początkowo "odrabia" to bardzo powoli (ta druga część z "płetwy rekina" jest płaska) i z dodatkowo większego napiecia, więc zajmuje mu to znacznie więcej czasu. Wiecej niż wynika z samego opóźnienia. Podwójne całkowanie to jest ten "myk" o którym pisałem w temacie o sigma-delta i IRS2092.

Acha, wywal ten komparator z histerezą, IRS jej nie ma - a ta histereza poważnie zmienia sposób działania układu. nie przełacza w zerze, tylko dla dwóch róznych wartości. Im wieksza histereza, tym wolniej układ działa, a ponadto "normalnie" reaguje na kondensator - częstotliwość zaczyna determinować czas osiągnięcia przez wyjście integratora punktów przełączenia komparatora, a nie opóźnienie układu.

[raven1985]

Dokładnie jest to D-S 2 rzędu ale zobaczyłem to dopiero jak rozrysowałem sobie te bazgroły z noty na kartce :)

mozesz "wyciagnąć" to napięcie w symulatorze i nam pokazać?

Pewnie:

i w większym powiększeniu:


W sumie nic nie stoi na przeszkodzie aby ten ukłąd IR zrobić dyskretnie :) Sensu to nie ma ale więcej z tym frajdy niż kupienie jednego scalaka i wlutowanie go w płytkę.

[Zbig]

Super. Ty piszesz a ja poprawiam równoczesnie :) To jeszcze usuń histerezę.
i zmniejsz opornik - zobaczymy wówczas lepiej tę "płetwę rekina" :),
a jak usuniesz opornik- wtedy zobaczymy zmiany amplitudy po zmianie pojemnosci

Fajny jest ten LM13700, czegoś takiego szukałem i nie znalazłem. Musiałem zrobić integrator na tranzystorach, żeby był odpowiednio szybki.
Mój sigma-Delta zrobiony "na kolanie" z tym integratorem, układem dead-time na 74HC132 oraz z driverem na tranzystorach i obrzydliwie wolnych komplementarnych MOSFET-ach działa całkiem fajnie, dzisiaj go pomierzyłem i THD wyszło mi na poziomie 0,07%, aż byłem zdziwiony.